Цифровые системы передачи  

1 Основы построения цифровых систем передачи

назад | содержание | вперёд

 

 

1.1 Сравнение аналоговых и цифровых систем передачи
1.2 Преобразование аналоговых сигналов в цифровую форму
1.2.1 Дискретизация и квантование сигнала
1.2.2 Кодирование и декодирование сигнала
1.3 Структурная схема оконечного оборудования цифровых систем передачи
1.4 Принципы синхронизации в цифровых системах передачи
1.5 Генераторное оборудование ЦСП
1.6 Сигналы и коды в линейных трактах
1.7 Регенерация цифровых сигналов
1.8 Временное группообразование
1.8.1 Принципы объединения и разделения цифровых потоков
1.9 Система передачи ПЦИ

 

1.1 Сравнение аналоговых и цифровых систем передачи

Основными техническими преимуществами цифровых систем связи перед аналоговыми являются [1]:

  • простота группообразования;
  • простота сигнализации;
  • возможность работы при малых значениях отношения сигнал/шум;
  • регенерация сигнала.

Большая часть свойств цифровых сетей для передачи речи связана с преимуществами цифровых методов передачи и коммутации по сравнению с их аналоговыми эквивалентами.

Простота группообразования. По существу экономическая эффективность этих систем обусловлена обменом стоимостиприменения электроники в оконечном оборудовании тракта передачи на стоимость многих пар проводов в тракте. Этот обмен становится с каждым годом экономически все более выгодным. Хотя группообразование с частотным разделением каналов также приводит к снижению расходов на линейно-кабельные сооружения, оборудование ЧРК обычно дороже, чем оборудование ВРК, даже в том случае, когда учитывается стоимость аналогово-цифрового преобразования. После того как речевые сигналы представлены в цифровой форме, стоимость оборудования с ВРК оказывается совсем малой. Поскольку аналогово-цифровое преобразование выполняется только на первом уровне иерархии систем с ВРК, то цифровые системы передачи с ВРК более высокого уровня оказываются еще более экономичными, чем их аналоги с ЧРК такого же уровня.

Простота сигнализации. Управляющая информация (вызов, отбой, цифры адреса и др.) является по своей природе цифровой и, следовательно, может быть легко введена в цифровую систему передачи. Одним из способов введения управляющей информации в цифровой тракт передачи является использование для этих целей специального канала управления. Другой способ основан на введении специальных управляющих кодовых комбинаций, которые передаются по информационному каналу. В любом случае по отношению к системе передачи управляющая информация оказывается неотличимой от информационных сообщений.

Возможность работы при малых значениях отношения сигнал/шум. Шум и помехи, возникающие при передаче речи в аналоговых сетях, проявляется в наибольшей степени во время пауз в разговоре, когда амплитуда сигнала мала. Сравнительно небольшой уровень шума, который возникает во время пауз в разговоре, может оказаться весьма раздражающим фактором для слушателя. В то же время такой же уровень шума или помехи во время разговора оказывается практически неощутимым. Субъективные оценки качества передачи речи позволили установить нормы на отношение сигнал/шум на выходе аналогового канала, которое не должно быть ниже 45 дБ.

В цифровых системах во время пауз в разговоре идет передача определенных кодовых комбинаций, причем уровень мощности передаваемых во время пауз сигналов такой же, как и в случае передачи речевой информации. Поскольку регенерация устраняет практически все шумы, возникающие в среде передачи, то шум свободного канала определяется лишь процессом кодирования, а не линией передачи. Установлено, что линии цифровой передачи обеспечивают возможность практически безошибочной передачи по каналам при значениях отношения сигнал/шум порядка 15…25 дБ в зависимости от способа кодирования линейного сигнала и используемого вида модуляции.

Регенерация сигнала. Представление аналогового сигнала в цифровой форме заключается в замене непрерывной функции времени последовательностью двоичных информационных символов. Задача приемника – решить, какое значение имел переданный символ. Если в процессе передачи к сигналу добавляется лишь небольшого уровня шум, помеха или искажения, то двоичная информация, поступающая в приемник, будет идентична этой последовательности на передающем конце. Конечно, если искажения окажутся настолько большими, что приведут к заметным искажениям сигнала, то возникнут ошибки.

Главным достоинством цифровой системы является то, что вероятность возникновения ошибки в линейном тракте можно сделать весьма небольшой, вводя регенераторы в промежуточных точках линий передачи. Если эти точки разместить достаточно близко, то промежуточные узлы будут выявлять и регенерировать цифровые сигналы прежде, чем искажения, возникающие в самом канале, достигнут такого уровня, который приведет к ошибкам на приеме. Самая непосредственная выгода, получаемая при использовании процесса регенерации, состоит в возможности локализации результатов воздействия помехи на сигнал. В противоположность этому в аналоговых системах происходит накопление помех и искажений по мере прохождения сигнала от одного участка к другому.

Наряду с перечисленными преимуществами цифровых систем передачи, им свойственны и недостатки:

  • расширение полосы частот;
  • необходимость аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразований;
  • необходимость временной синхронизации.

Расширение полосы частот, занимаемой цифровым сигналом по сравнению с аналоговым, происходит в связи с тем, что отсчеты аналогового сигнала представляются в виде двоичных кодовых комбинаций, каждый бит которой отображается отдельным импульсом. В результате при использовании частоты дискретизации 8 кГц и 8-ми разрядной импульсно-кодовой модуляции при цифровой передаче методом ВРК-ИКМ одного аналогового канала тональной частоты необходима тактовая частота 64 кГц и, следовательно, минимальная полоса 32 кГц. В то же время при аналоговой передаче канала ТЧ методом ЧРК-ЧМ требуется полоса 3.1 кГц. Таким образом, цифровая система передачи занимает полосу примерно в 10 раз большую, чем аналоговая.

Расширение полосы частот, возникающее в результате перехода к цифровому представлению аналогового сигнала, непосредственно зависит от вида используемого кода или вида модуляции. Допуская большую степень усложнения оборудования модуляции (демодуляции), можно обеспечить большую скорость передачи двоичных символов при данной ширине полосы частот. Более высокая эффективность системы обеспечивается, главным образом, за счет увеличения числа уровней в линейном коде.

Однако, при ограниченной мощности передачи расстояние между уровнями дискретных сигналов в приемнике сильно уменьшается и передаваемый сигнал теряет устойчивость к шумам и другим мешающим воздействиям.

Необходимость временной синхронизации. Синхронизация определяет моменты времени, когда нужно отсчитывать поступающий сигнал, чтобы решить, какое значение было передано. Оптимальные моменты взятия отсчета обычно соответствуют серединам передаваемых импульсов. Таким образом, для оптимального обнаружения сигнала генератор импульсов отсчетов должен быть синхронизирован с моментами поступления импульсов с линии. Кроме этого, необходимо определить на приеме начало цикла передачи многоканального сигнала.

1.2 Преобразование аналоговых сигналов в цифровую форму

1.2.1 Дискретизация непрерывного сигнала

Первым шагом в преобразовании аналогового сигнала uk(t) в цифровой является формирование последовательности дискретных моментов времени r(t), в которые осуществляется дискретизация сигнала. Если дискреты формируются достаточно часто, то исходный сигнал может быть полностью восстановлен из последовательности дискретов путем применения фильтра нижних частот для интерполяции или формирования сглаженного по величинам дискретов сигнала. Эти основные понятия иллюстрирует рисунок 1.1.

Классические результаты в системах с дискретизацией были получены В.А. Котельниковым (1931 г.) и Г. Найквистом (1933 г.), которые определили минимальное значение частоты дискретизации, необходимое для извлечения всей информации из непрерывного, меняющегося во времени сигнала. Согласно теореме В.А. Котельникова частота дискретизации FД непрерывного, ограниченного по спектру сигнала, с верхней частотой FВ много больше FН, должна быть

При АИМ (рис. 1.1) в соответствии со значениями непрерывного со-общения uk(t), изменяется амплитуда импульсов r(t) на выходе модулятора. Последовательность немодулированных импульсов r(t) длительностью t и и периодом повторения ТД может быть записана

Рисунок 1.1 – Структурная схема и формы сигналов при АИМ

Сигнал на выходе модулятора может быть определен как произведение двух входных сигналов

Если известен спектр непрерывного сообщения Su( w ) и из (1.2) определен спектр импульсной последовательности Sr( w ), то из (1.3) можно определить спектр АИМ сигнала

При k = 0 из (1.4) следует

Таким образом, спектр АИМ сигнала можно получить, если учесть, что непрерывная последовательность импульсов r(t) имеет частотный спектр, состоящий из дискретных гармоник частоты дискретизации (рис. 1.2, б). В результате модуляции создаются спектр исходного аналогового сигнала и две боковые полосы около каждой дискретной частоты в спектре импульсной последовательности (рис. 1.2, в).

Исходный сигнал восстанавливается с помощью фильтра нижних частот, рассчитанного на подавление всех частот кроме частот исходного сигнала. Как показано на рис. 1.2, восстанавливающий фильтр нижних частот должен иметь частоту среза, которая расположена между w в и w д - w в. Следовательно, разделение возможно только в том случае, если w д - w в больше, чем w в, т.е. если w д > 2 ´ w в

Рисунок 1.2 – Спектры сигналов при АИМ

Если же входной непрерывный сигнал дискретизируется с частотой w д < 2 ´ w в, то он не может быть восстановлен без искажений. Как показано на рисунке 1.2г, искажения в выходном сигнале возникают вследствие того, что нижняя боковая полоса частоты дискретизации попадает в исходный спектр и не может быть выделена из него путем фильтрации.

Полученный аналоговый АИМ сигнал uАИМ(iTд) (рисунок 1.1) перед преобразованием в цифровой сигнал подвергается операции квантования, которая заключается в замене бесконечного множества значений напряжения сигнала uАИМ(iTд) конечным множеством дискретных (квантованных) значений uкв(iTд) u1,u2,u3,u4 и т.д. рисунке 1.3.

Рисунок 1.3 – Квантование АИМ сигнала

Расстояние между ближайшими разрешенными уровнями квантования D называется шагом квантования. Шкала квантования называется равномерной, если все шаги квантования равны между собой. Если амплитуда импульса i-го отсчета удовлетворяет условию

то квантованному импульсу uкв(iTд) присваивается амплитуда разрешенного uj уровня квантования. При этом возникает ошибка квантования d кв, представляющая разность между передаваемой квантованной величиной и истинным значением непрерывного сигнала в данный момент времени

Как следует из рисунка 1.3, ошибка квантования лежит в пределах

Амплитудная характеристика квантующего устройства приведена на рисунке 1.4.

Рисунок 1.4 – Амплитудная характеристика квантователя

Если ошибки квантования распределены по случайному закону и не коррелированны друг с другом, то совокупный эффект от них в системе с ИКМ можно рассматривать как аддитивные шумы, имеющие субъективное воздействие, которое аналогично воздействию белого шума с ограниченной полосой [1].

Определим мощность шумов квантования, для чего разобьем весь диапазон изменения мгновенных значений аналогового сигнала от –uогр до uогр на N шагов квантования (рисунок 1.5) [2].

Один из шагов квантования uj от uj - D j/2 до uj+ D j/2 отмечен на оси абсцисс; непрерывный сигнал, попадающий в пределы этого шага, обозначим uj`. Вероятность появления сигнала с уровнем, лежащим в пределах j-го шага квантования

Эта вероятность определяется площадью заштрихованного участка под кривой w(u) на рисунке 1.5. Поскольку шаг квантования мал по сравнению с диапазоном изменения напряжения непрерывного сигнала, то из (1.8) получим

  где w(uj`) – плотность вероятности напряжения непрерывного сигнала, попадающего в рассматриваемый интервал. Мгновенная мощность шума квантования, развиваемая на сопротивлении 1 Ом

Рисунок 1.5 – Вероятностные характеристики квантования

Мощность шума квантования, возникающего при квантовании напряжения сигнала, лежащего в пределах j-го шага квантования

C учетом (1.8, 1.9) из (1.10) получим

Полная мощность шумов квантования на сопротивлении 1 Ом равна сумме составляющих шумов от каждого шага квантования (1.11)

Поскольку практически все дискретные значения непрерывного сигнала находятся в пределах зоны квантования от –uогр до uогр (рисунок 1.6), то

Из выражения (1.13) следует, что при равномерной шкале квантования мощность шума квантования не зависит от уровня квантуемого сигнала и определяется только величиной шага квантования. При этом отношение сигнал/шум квантования

где Е {x2(t)}, E{ d кв2 (t)} – математическое ожидание или среднее значение аналогового сигнала и ошибки квантования, соответственно. С учетом (1.13) из (1.14) получим

где n – среднее квадратическое значение амплитуды сигнала. В частности, для синусоидального входного сигнала отношение сигнал/шум квантования при равномерном квантовании

где А – амплитуда синусоиды.

Анализ выражений (1.15) и (1.16) показывает, что отношение сигнал/шум квантования мало для малых значений АИМ сигнала. В системе с равномерным квантованием размер шага квантования определяется требуемым отношением сигнал/шум квантования для самого малого из подлежащих кодированию уровней сигнала. Причем, большие сигналы кодируются с тем же шагом квантования. Как следует из выражения (1.16) и построенного по нему рисунка 1.6, отношение сигнал/шум квантования растет с увеличением амплитуды сигнала А.

Например, если для малого сигнала отношение составляет 26 дБ, а динамический диапазон равен 30 дБ, то для сигнала с максимальной амплитудой это отношение составляет 56 дБ. Таким образом, равномерное квантование создает избыточное качество для больших сигналов, хотя вероятность их появления очень мала. Устранить указанный недостаток можно при использовании неравномерного квантования. Для слабых сигналов шаг квантования минимальный и выбирается из условия обеспечения требуемого отношения сигнал/шум квантования. При увеличении амплитуды входного сигнала шаг квантования увеличивается. Так как, при изменении шага квантования изменяется отношение сигнал/шум квантования, то при этом происходит выравнивание этого отношения в широком диапазоне изменений уровней входного сигнала.

 

Рисунок 1.6 – Отношение сигнал/шум квантования при равномерном квантовании

Эффект неравномерного квантования может быть получен с помощью сжатия динамического диапазона сигнала с последующим равномерным квантованием. Сжатие динамического диапазона сигнала компрессором эквивалентно приданию малых шагов квантования дискретам малой величины и больших шагов квантования дискретам большой величины. Для восстановления исходного динамического диапазона на приемной стороне необходимо установить экспандер (расширитель), амплитудная характеристика которого должна быть обратной амплитудной характеристике компрессора. Таким образом, результирующая (суммарная) амплитудная характеристика цепи компрессор-экспандер (компандер) должна быть линейной, чтобы не вносить нелинейных искажений в передаваемый сигнал.

В цифровых системах передачи используются два типа характеристик компрессирования А и m

Где А = 87.6 и m = 255 – параметры компрессии. Характеристика компандирования типа А используется в ЦСП европейской иерархии (рисунок 1.7), а типа m – в ЦСП североамериканской и японской иерархий.

Рисунок 1.7 – Характеристика компрессирования типа А

1.2.2 Кодирование и декодирование сигнала

Кодер для квантованных значений АИМ сигнала создает двоичные кодовые комбинации, численный эквивалент которых пропорционален значениям АИМ сигналов их образующих. Число разрядов в кодовой комбинации, требуемых для представления АИМ сигналов, определяется максимально допустимой мощностью шума.

Количество квантованных значений АИМ сигналов, которое можно передать m – разрядной кодовой комбинацией

При этом величина шага квантования для передачи двуполярных сигналов определится из выражения

 

где Uогр – максимальная амплитуда входного АИМ сигнала без перегрузки. Подставив выражение (1.19) в (1.16), получим выражение для отношения сигнал/шум квантования при m – разрядной ИКМ

Для определения структуры двоичной кодовой комбинации на выходе кодера в простейшем случае необходимо в двоичном коде записать амплитуду АИМ отсчетов, выраженную в шагах квантования

где ai= {0,1} – состояние соответствующего разряда комбинации; 2i– вес соответствующего разряда в шагах квантования.

По принципу действия кодеры делятся на кодеры счетного типа, матричные, взвешивающего типа и др. Наиболее часто используются кодеры взвешивающего типа, простейшим из которых является кодер поразрядного взвешивания (рисунок 1.8), реализующий функцию (1.21) с формированием натурального двоичного кода. Принцип работы такого кодера заключается в уравновешивании кодируемых АИМ отсчетов суммой эталонных напряжений. Схема линейного кодера поразрядного взвешивания содержит восемь ячеек (при m = 8), обеспечивающих формирование значения коэффициента ai соответствующего разряда (1.21). В состав каждой ячейки (за исключением последней, соответствующей младшему по весу разряду) входит схема сравнения СС и схема вычитания СВ.

Схема сравнения обеспечивает сравнение амплитуды поступающего АИМ сигнала с эталонными сигналами, амплитуды которых равны весам соответствующих разрядов

Если на входе ССi амплитуда поступающего АИМ сигнала равна или превышает Uэтiто на выходе схемы сравнения формируется “1”, а в СВi из входного сигнала вычитается Uэтi , после чего он поступает на вход следующей ячейки. Если же амплитуда АИМ сигнала на входе ССi меньше Uэтi , то на выходе ССi формируется “0” и АИМ сигнал проходит через СВi без изменений. После окончания процесса кодирования текущего отсчета на выходе кодера

Рисунок 1.8 – Линейный кодер поразрядного взвешивания

получается восьмиразрядный параллельный код, кодер устанавливается в исходное состояние и начинается кодирование следующего отсчета.

Если, например, на вход кодера поступил АИМ отсчет с амплитудой UАИМ = 190 D , то СС8 формирует Р8 = 1 и на вход седьмой ячейки поступит сигнал с амплитудой U`АИМ = 190 D - 128 D = 62 D . На выходе СС7 сформируется Р7 = 0 и на вход шестой ячейки кодера поступит сигнал с той же амплитудой U`АИМ = 62 D . На выходе СС6 сформируется Р6 = 1 и на вход следующей ячейки поступит сигнал с амплитудой U``АИМ = 62 D - 32 D = 30 D и т.д. В результате будет сформирована кодовая комбинация 10111110.

В процессе декодирования сигнала m – разрядные кодовые комбинации преобразуются в АИМ отсчеты соответствующей амплитуды. Сигнал на выходе декодера получается в результате суммирования эталонных сигналов Uэтi тех разрядов кодовой комбинации, значение которых равно 1 (рисунок 1.20). Так, если на вход декодера поступила кодовая комбинация 10111110, то амплитуда АИМ отсчета на его выходе будет равна UАИМ = 128 D + 32 D +16 D + 8 D +4 D + 2 D = 190 D .

В линейном декодере (рисунок 1.9) под воздействием управляющих сигналов, поступающих от генераторного оборудования, в регистр сдвига записывается очередная восьмиразрядная кодовая комбинация. В момент прихода импульса считывания замыкаются только те ключи Кл1 … Кл8, которые соответствуют разрядам, имеющим значения “1”. В результате в сумматоре объединяются соответствующие эталонные напряжения и на его выходе получается соответствующая амплитуда АИМ отсчета.

Рисунок 1.9 – Линейный декодер взвешивающего типа

Рассмотренная схема кодера (рисунок 1.8) поразрядного взвешивания содержит большое число схем сравнения, которые являются относительно сложными устройствами. На практике чаще используется кодер взвешивающего типа с одной схемой сравнения и цепью обратной связи, содержащей декодер (рисунок 1.10). Под воздействием тактовой частоты FT на вход декодера от схемы управления в каждом такте последовательно подается “1” с каждого из m выходов, начиная со старшего разряда. На выходе декодера формируется уравновешивающий UАИМ.УР сигнал, который в схеме сравнения сравнивается с входным АИМ сигналом. В зависимости от результата сравнения на выходе СС формируется значение текущего разряда: “1” при UАИМ ³ UАИМ.УР; “0” при UАИМ < UАИМ.УР . Этот сигнал появляется на выходе кодера и по цепи обратной связи поступает на схему управления. Причем при поступлении “1” состояние соответствующего выхода схемы управления остается неизменным (“1”), а при поступлении “0” также изменяется на “0”. В результате через m тактов на выходах схемы управления будет сформирована комбинация, для которой UАИМ.УР = UАИМ (с учетом ошибки квантования).

В современных ЦСП применяются нелинейные кодирующие и декодирующие устройства (нелинейные кодеки), обеспечивающие кодирование и декодирование сигналов с неравномерной шкалой квантования при восьмиразрядном коде. Для кодирования с неравномерной шкалой квантования могут быть использованы:

– аналоговое компандирование, при котором компрессирование сигнала осуществляется перед линейным кодером и экспандирование сигнала после линейного декодера;

– прямое нелинейное кодирование, при котором кодер сочетает в себе функции АЦП и компрессора;

Рисунок 1.10 – Линейный кодер взвешивающего типа с обратной связью

– преобразования на основе линейного кодирования, при котором кодирование сигнала осуществляется в линейном кодере с большим числом разрядов с последующим цифровым компандированием.

Наиболее часто используются нелинейные кодеки, в которых для удобства реализации в цифровых схемах плавную характеристику компрессии аппроксимируют кусочно-ломанной линией (рисунок 1.7). На этом рисунке сегментированная характеристика компрессии типа А для положительных сигналов (для отрицательных сигналов характеристика имеет аналогичный вид). Общее число сегментов характеристики Nc = 16, однако четыре центральных сегмента (по два в положительной и отрицательной областях) имеют одинаковый шаг квантования и фактически образуют один сегмент, вследствие чего число сегментов равно Nc = 13. Поэтому такая характеристика получила название типа А = 87.16/13.

Представление ИКМ сигнала восьмиразрядными кодовыми комбинациями использует формат “знак – абсолютное значение”, где один разряд отображает полярность АИМ сигнала П, а остальные – определяют его абсолютное значение. Семь разрядов, отображающих абсолютное значение, подразделяются на определитель номера сегмента С из трех разрядов и определитель шага квантования К из четырех разрядов (рисунок 1.22).

Рисунок 1.11 – Формат восьмиразрядной ИКМ комбинации

Согласно рисунка 1.11 каждый сегмент характеристики содержит К = 24 = 16 одинаковых шагов квантования. Самый маленький шаг квантования D 0 соответствует двум первым сегментам Nc = 0,1. Для осуществления неравномерного квантования во всех остальных сегментах шаг квантования увеличивается в два раза при увеличении номера сегмента (таблица 1.1).

Таблица 1.1 – Формирование сегментов и шагов квантования

Номер сегмента, Nc.

Кодовая комбинация, С

Интервал изменения X

Шаг квантования

0

000

0 – 1/128

D 0

1

001

1/128 – 1/64

D 0

2

010

1/64 – 1/32

2 D 0

3

011

1/32 – 1/16

4 D 0

4

100

1/16 – 1/8

8 D 0

5

101

1/8 – 1/4

16 D 0

6

110

1/4 – 1/2

32 D 0

7

111

1/2 – 1

64 D 0

Для реализации кодера в соответствии с таблицей 1.1 можно определить величины эталонных напряжений для нижней границы каждого сегмента и при кодировании внутри сегмента (таблица 1.2).

Схемы и принцип действия нелинейных кодеков взвешивающего типа в основном те же, что и у линейных кодеков. Отличие заключается в последовательности включения эталонных напряжений в процессе кодирования исходного сигнала.

Таблица 1.2 – Эталонные напряжения для нелинейного кодека

Эталонное напряжение нижней границы сегмента

Эталонные напряжения при кодировании в пределах сегмента

D i (A)

2 D i (B)

4 D i (C)

8 D i (D)

0

1 D 0

2 D 0

4 D 0

8 D 0

16 D 0

1 D 0

2 D 0

4 D 0

8 D 0

32 D 0

2 D 0

4 D 0

8 D 0

16 D 0

64 D 0

4 D 0

8 D 0

16 D 0

32 D 0

128 D 0

8 D 0

16 D 0

32 D 0

64 D 0

256 D 0

16 D 0

32 D 0

64 D 0

128 D 0

512 D 0

32 D 0

64 D 0

128 D 0

256 D 0

1024 D 0

64 D 0

128 D 0

256 D 0

512 D 0

Таким образом, максимальный шаг квантования (в седьмом сегменте) в 64 раза превышает минимальный шаг квантования, а отношение сигнал/шум квантования (для синусоидального сигнала) может быть определено по выражению (1.16) и составит: для первого и второго сегментов

Рскв =7,78+20lg(A/ D )=7.78+20lg(32 D 0/ D 0)=37.88 дБ;

для седьмого сегмента

Рскв =7.78+20lg(2048 D 0/64 D 0)=37.88 дБ.

При равномерном квантовании для седьмого сегмента

Рскв =7.78+20lg(2048 D 0/ D 0)=74 дБ,

а выигрыш для слабых сигналов от использования компандирования составит 74 – 37.88 = 36.12 дБ. Зависимость отношения сигнал/шум квантования от уровня входного сигнала при компандировании по закону А=87.6/13 приведена на рисунке 1.12. Для слабых сигналов в пределах нулевого и первого сегментов осуществляется равномерное квантование с шагом D 0 , поэтому Рсш.кв увеличивается с ростом рс . При переходе ко второму сегменту шаг квантования увеличивается в два раза, т.е. становится равным 2 D 0, вследствии чего Рсш.кв резко уменьшается на 6 дБ, а затем в пределах данного сегмента возрастает с ростом рс , поскольку внутри сегмента осуществляется равномерное квантование. После попадания сигнала в зону ограничения отношение сигнал/шум резко уменьшается за счет перегрузки кодера.

Рисунок 1.12 – Зависимость Рс/Рш кв = f (pc)

На рисунке 1.13 представлена упрощенная схема нелинейного кодера взвешивающего типа, реализующего прямое кодирование АИМ сигнала. Коди-

Рисунок 1.13 – Нелинейный кодер взвешивающего типа

рование осуществляется за восемь тактовых интервалов, в каждом из которых формируется один из символов кодовой комбинации (рисунок 1.11). В первом такте определяется знак поступившего на вход кодера отсчета. Если отсчет положительный, то в знаковом разряде формируется “1” и к схеме переключения и суммирования эталонов СПСЭ подключается формирователь положительных эталонных напряжений ФЭ1, в противном случае формируется “0” и к схеме подключается ФЭ2. Затем происходит формирование кода номера сегмента методом деления их числа пополам (рисунок 1.14).

Рисунок 1.14 – Алгоритм формирования кода номера сегмента

Во втором такте управляющая логическая схема УЛС и СПСЭ обеспечивают подачу на вход схемы сравнения эталонного сигнала Uэт = 128 D 0, соответствующего нижней границе четвертого (среднего) сегмента. Если амплитуда отсчета UАИМ ³ Uэт = 128 D 0 , то принимается решение, что амплитуда отсчета попадает в один из четырех вышележащих сегментов и формируется очередной символ X = 16, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. В противном случае принимается решение, что амплитуда отсчета попадает в один из нижележащих сегментов и формируется X = 0.

В третьем такте в зависимости от значения предыдущего символа X уточняется номер сегмента, в который попадает амплитуда кодируемого отсчета. Если X = 1, то УЛС и СПСЭ подают на вход СС эталонное напряжение Uэт = 512 D 0 , соответствующего нижней границе шестого сегмента. При этом, если UАИМ ³ Uэт = 512 D 0 , то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух вышележащих сегментов и формируется очередной символ Y = 1. В противном случае, если UАИМ £ Uэт = 512 D 0 , принимается решение, что отсчет попадает в два нижележащих сегмента и формируется Y = 0.

Если же X = 0, то УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного напряжения Uэт = 32 D 0 , соответствующего нижней границе второго сегмента. Если UАИМ ³ Uэт = 32 D 0 , то принимается решение, что отсчет попадает во второй и третий сегменты и формируется Y = 1. Если UАИМ £ Uэт = 32 D 0 , принимается решение, что отсчет попадает в два нижележащих сегмента и формируется Y = 0.

В четвертом такте аналогичным образом формируется символ Z и окончательно формируется код номера сегмента. В результате, после четырех тактов кодирования, сформируется четыре символа восьмиразрядной кодовой комбинации PXYZ (рисунок 1.11) и к СС подключится одно из восьми эталонных напряжений, соответствующих нижней границе сегмента, в котором находится кодируемый отсчет.

В оставшихся четырех тактах последовательно формируются символы ABCD кодовой комбинации, значения которых зависят от номера шага квантования внутри сегмента, соответствующего амплитуде кодируемого отсчета. Поскольку внутри любого сегмента осуществляется равномерное квантование, то процесс кодирования реализуется, как и в линейных кодерах взвешивающего типа, путем последовательного включения эталонных напряжений соответствующих данному сегменту (таблица 1.2).

Например, если на вход кодера поступил положительный отсчет с амплитудой UАИМ = 971 D 0 , то после первых четырех тактов сформируются символы PXYZ = 1110 и к СС подключится эталонное напряжение Uэт = 512 D 0 , соответствующее нижней границе шестого сегмента. В пятом такте к этому эталонному сигналу добавляется максимальное эталонное напряжение Uэт;= 256 D 0, соответствующее символу А в определителе шага квантования К (рисунок 1.11) шестого сегмента (таблица 1.2). Так как UАИМ > Uэт = (512+256) D 0, то формируется символ А = 1 и это эталонное напряжение остается включенным. В шестом такте подключается эталонное напряжение соответствующее символу В в определителе шага квантования К Uэт = 128 D 0 и так как UАИМ > Uэт = (512+256+128) D 0, то на выходе СС формируется символ В = 1 и это эталонное напряжение остается включенным. В седьмом такте подключается эталонное напряжение соответствующее символу С в определителе шага квантования К Uэт = 64 D 0 и так как UАИМ > Uэт = (512+256+128+64) D 0, то на выходе СС формируется символ С = 1 и это эталонное напряжение остается включенным. В восьмом такте подключается эталонное напряжение соответствующее символу D в определителе шага квантования К Uэт = 32 D 0 и так как UАИМ < Uэт = (512+256+128+64+32) D 0 , то на выходе СС формируется символ D = 0 и это эталонное напряжение отключается и на этом процесс кодирования очередного отсчета заканчивается. При этом на выходе кодера сформирована кодовая комбинация PXYZABCD = 11101110, соответствующая амплитуде уравновешивающего АИМ сигнала на входе СС U`АИМ = 960 D 0. Разница между входным и уравновешивающим АИМ сигналами на входах СС представляет ошибку квантования d КВ = UАИМ - U`АИМ = 11 D 0.

Для кодирования с неравномерной шкалой квантования также может быть использовано преобразование на основе линейного кодирования, при котором кодирование сигнала осуществляется в линейном кодере с большим числом разрядов с последующим цифровым компандированием. При этом в линейном кодере осуществляется равномерное кодирование с использованием 12–разрядного кода, что соответствует количеству шагов квантования NКВ = 212 = 4096, с последующим цифровым компрессированием (преобразованием) с помощью логических устройств на основе ПЗУ в восьмиразрядный нелинейный код, имеющий ту же структуру, что и при использовании нелинейного кодера с характеристикой компрессии типа А = 87.6/13 (таблица 1.3).

Таблица 1.3 – Алгоритм цифрового компрессирования

Номер сегмента

Код

12–ти разрядный линейный

8–ми разрядный нелинейный

0

P0000000ABCD

P000ABCD

1

P0000001ABCD

P001ABCD

2

P000001ABCDE

P010ABCD

3

P00001ABCDEF

P011ABCD

4

P0001ABCDEFG

P100ABCD

5

P001ABCDEFGH

P101ABCD

6

P01ABCDEFGHI

P110ABCD

7

P1ABCDEFGHIJ

P111ABCD

При преобразовании в восьмиразрядный код первый разряд остается без изменения и несет информацию о знаке сигнала. Определитель сегмента С (XYZ) может быть определен как 7 минус число ведущих нулей, а определитель шага квантования К (ABCD) получается как четыре разряда, непосредственно следующие за ведущей единицей, за исключением случая, когда С = 0, когда К заключается в четырех разрядах, следующих за семью ведущими нулями. Всеми остальными разрядами 12–ти разрядной кодовой комбинации следующими за разрядами ABCD ( от E до I ) просто пренебрегают ввиду их малости.

В процессе нелинейного декодирования, т.е. формирования АИМ отсчета UАИМ по структуре кодовой комбинации (PXYZABCD) определяются знак отсчета и номер сегмента, после чего суммируются все эталонные напряжения с учетом того, что к этой сумме с целью уменьшения ошибки квантования добавляется напряжение равное половине шага квантования в данном сегменте

где Uэтi – эталонное напряжение, соответствующее нижней границе i-го сегмента; D i – шаг квантования в i-м сегменте.

Если, например, на вход декодера поступила кодовая комбинация 01010110 (т.е. Nс = 5, D i = 16 D 0 , Uэтi = 256 D 0 ), то на выходе декодера будет сформирован АИМ отсчет с амплитудой UАИМ = - ( 256 D 0 + 0 × 8 × 16 D 0 + 1 × 4 × 16 D 0 + 1 × 2 × 16 D 0 + 0 × 16 D 0 + 0.5 × 16 D 0 ) = - 360 D 0 .

1.3 Структурная схема оконечного оборудования цифровых систем передачи

В состав оконечного оборудования ЦСП (рисунок 1.26), предназначенной для передачи телефонных сигналов, входит индивидуальное и групповое оборудование. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны и поэтому на рисунке показано это оборудование для одного канала.

Сигнал от абонента по двухпроводной абонентской линии АЛ поступает на вход дифференциальной системы ДС, осуществляющей переход от двухпроводной АЛ к четырехпроводному каналу. Через ДС сигнал поступает на передающую часть индивидуального оборудования, содержащей усилитель низкой частоты УНЧпд, фильтр нижних частот ФНЧпд и амплитудно-импульсный модулятор АИМ. В ФНЧпд сигнал (рисунки 1.15,1.16 т.1) ограничивается по спектру Fср = 3.4 кГц, что необходимо для устранения на приеме помехи от нижней боковой частоты Fд (см. рисунок 1.2).

В модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени и на его выходе формируются канальные АИМ импульсы (отсчеты) с частотой дискретизации (рисунки 1.15, 1.16 т.2). С выходов канальных модуляторов сигналы объединяются в групповой АИМ сигнал, частота следования АИМ импульсов в котором составляет

где N å – суммарное количество канальных интервалов организуемых в периоде дискретизации. Обычно используется следующая нумерация канальных интервалов КИ0, КИ1, КИ2, …, КИN å -1. В устройстве хранения УХ АИМ сигналы для обеспечения работы кодера затягиваются на канальный интервал

Тки = TД/N å (рисунки 1.15, 1.16 т.3). В кодирующем устройстве осуществляется преобразование АИМ сигналов в восьмиразрядные кодовые комбинации, каждый разряд (символ) которой занимает во времени один тактовый интервал

и следовательно следует с тактовой частотой (рисунки 1.26,1.27 т.4)

Из (1.24) следует, что при восьмиразрядной ИКМ (m = 8) тактовая частота одного канала FТ = m × FД = 8 × 8кГц = 64 кГц. За один период дискретизации

Рисунок 1.15 – Структурная схема оконечного оборудования ЦСП

проходят сигналы от всех каналов, поэтому в многоканальных системах передачи его называют циклом.

В цикле передачи ТЦ = ТД = 125 мкс. помимо информационных сигналов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать дополнительные сигналы, к которым относятся: сигналы цикловой ЦС и сверхцикловой СЦС синхронизации; сигналы управления и взаимодействия СУВ, передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы передачи дискретной информации ДИ и др.

Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающего устройства СУВпд, где преобразуются в цифровую форму и через устройство объединения УО вводятся (так же как и сигналы ЦС, СЦС и ДИ) в свободные канальные интервалы цифрового потока на выходе кодера (рисунки 1.15, 1.16 т.5).

Для передачи СУВ всех N телефонных каналов организуется сверхцикл, состоящий их М циклов. В каждом из М циклов сверхцикла в одном из КИ поочередно передаются СУВ, как правило, двух телефонных каналов, при этом М = N/2 +1 (один цикл сверхцикла используется для передачи сверхциклового синхросигнала). При этом принята нумерация циклов в сверхцикле Ц0, Ц1, Ц2, …, ЦМ-1. В Ц0 обычно передается сверхцикловый синхросигнал, который обозначает начало сверхцикла и обеспечивает правильное разделение СУВ по телефонным каналам на приеме. Передача СУВ всех информационных каналов в каждом цикле, т.е. без организации сверхцикла, привела бы к чрезмерному увеличению объема служебной информации, а кроме того не имеет смысла, так как длительность самых коротких СУВ в десятки раз превышает длительность цикла передачи. Увеличение же объема служебной информации привело бы к необходимости увеличения скорости передачи (при сохранении числа информационных каналов) либо к уменьшению числа информационных каналов (при сохранении скорости передачи).

Цифровой сигнал на выходе УО представляет собой однополярный двоичный сигнал, характеристики которого не согласуются с характеристиками соединительной линии, поэтому его преобразуют в преобразователе кода ПКпд в балансный, как правило двуполярный код, характеристики которого соответствуют характеристиками соединительной линии (рисунки 1.15, 1.16 т.6).

В тракте приема искаженный цифровой линейный сигнал (рисунки 1.15, 1.16 т.7) поступает на вход регенератора, где (восстанавливаются его амплитуда, длительность и период следования. На выходе ПКпр восстанавливается униполярный двоичный сигнал, из которого с помощью приемника синхросигнала ПрЦС выделяются сигналы цикловой и сверхцикловой синхронизации, управляющие работой генераторного оборудования ГОпр, а также символы СУВ и ДИ, которые поступают на СУВпр и ДИпр соответственно.

Декодер последовательно декодирует восьмиразрядные кодовые группы отдельных каналов, в результате чего на его выходе формируется групповой АИМ сигнал. В индивидуальной части оборудования приема с помощью временных селекторов ВС из группового АИМ сигнала выделяются АИМ отсчеты

соответствующего канала. ФНЧпр выделяет из АИМ канальных отсчетов исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧпр и через ДС поступает к абоненту.

Работой всех узлов оконечного оборудования ЦСП управляет генераторное оборудование ГОПД и ГОПР, формирующее необходимые импульсные последовательности с частотами тактовой FT, кодовых групп FКГ, циклов (дискретизации) FД, сверхциклов FСЦ и др.

Рисунок 1.16 – Временные диаграммы работы око-нечного оборудования ЦСП

 

1.4 Принципы синхронизации в цифровых системах передачи

В ЦСП с ВРК правильное восстановление исходных сигналов в оконечном оборудовании возможно только при синхронной и синфазной работе передающего и приемного генераторного оборудования, в котором должны быть обеспечены тактовая, цикловая и сверхцикловая синхронизации.

Тактовая синхронизация обеспечивает равенство скоростей обработки цифровых сигналов в регенераторах, кодеках и других устройствах ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой частотой.

Цикловая синхронизация обеспечивает правильное разделение и декодирование кодовых групп цифрового сигнала и распределение декодированных отсчетов по соответствующим каналам в приемной части оконечного оборудования.

Сверхцикловая синхронизация обеспечивает на приеме правильное распределение СУВ по соответствующим телефонным каналам.

Нарушение хотя бы одного их видов синхронизации приводит к потере связи по всем каналам ЦСП. На рисунке 1.17 а показано временное распределение циклов в сверхцикле, формируемом на передаче. При наличии тактовой, цикловой и сверхцикловой синхронизации на приеме расположение циклов и сверхциклов, определяемое генераторным оборудованием приема, соответствует расположению их на передаче, т.е. не изменяется.

Рисунок 1.17 – Временное положение циклов на передаче (а) и приеме (б,в)

При нарушении цикловой синхронизации (рисунок 1.17 б) границы циклов на приеме произвольно смещаются по отношению к границам циклов цифрового сигнала, поступающего на вход приемного оборудования. Это приведет к неправильному разделению канальных сигналов и СУВ, т.е. к потере связи по всем каналам. Очевидно, что при этом будет нарушена и сверхцикловая синхронизация.

При нарушении сверхцикловой синхронизации, но при наличии тактовой и цикловой, границы циклов на приеме и передаче совпадают (рисунок 1.17 в), но не совпадают номера циклов в сверхцикле, т.е. смещаются границы сверхцикла. Это приведет на приеме к неправильному распределению СУВ, передаваемых в определенном порядке в сверхцикле между телефонными каналами. Поскольку СУВ представляют собой набор сигналов, управляющих работой приборов АТС, нарушение сверхцикловой синхронизации так же приведет к нарушению связи по всем каналам.

Очевидно, что нарушение тактовой синхронизации сделает невозможным установление цикловой и сверхцикловой синхронизации, так как обработка символов цифрового сигнала с частотой отличной от FТ приведет к недопустимому увеличению коэффициента ошибок.

Сущность одного из распространенных методов осуществления тактовой синхронизации заключается в выделении из спектра цифрового сигнала тактовой частоты с помощью высокодобротного резонансного контура. Это основано на том, что энергетический спектр униполярного цифрового сигнала с t и = Т/2 содержит как непрерывную Gн(F), так и дискретную Gд(F) составляющие (рисунок 1.18).

Рисунок 1.18 – Выделение тактовой частоты

Такой способ выделения тактовой частоты называется способом пассивной фильтрации и характеризуется простотой реализации, но имеет существенный недостаток, так как стабильность выделенной тактовой частоты зависит от стабильности параметров фильтра-выделителя и структуры цифрового сигнала (при появлении длинных серий нулей или кратковременных перерывах связи затрудняется процесс выделения тактовой частоты).

Этого недостатка лишены устройства тактовой синхронизации с применением фазовой автоподстройки частоты генератора тактовой частоты приемного оборудования (рисунок 1.19), которые находят широкое применение в высокоскоростных ЦСП.

Двуполярный линейный цифровой сигнал ЛЦС дифференцируется и выпрямляется в двухполупериодном выпрямителе, на выходе которого появляются импульсы соответствующие переходам от “0” к “1” и от “1” к “0”, используемые далее для ФАПЧ местного генератора Г тактовой частоты.

Рисунок 1.19 – Синхронизация тактовой частоты

Цикловая синхронизация в ЦСП чаще всего осуществляется при помощи добавочного канала. Основными требованиями к системе цикловой синхронизации являются: время, необходимое для первоначального установления и восстановления в процессе работы циклового синхронизма; воздействие ошибок в канале на поддержание циклового синхронизма; требуемая избыточность и сложность схем цикловой синхронизации.

Критичность времени восстановления циклового синхронизма в телефонной сети вытекает из возможности того, что потери управляющих сигналов внутриканальной сигнализации СУВ могут быть интерпретированы как разъединение. Вследствие этого максимальное время восстановления циклового синхронизма в ЦСП часто определяется из условий передачи СУВ.

Цикловая синхронизация осуществляется следующим образом. На передающей стороне в состав группового цифрового сигнала в начале цикла передачи (обычно в КИо) вводится цикловой синхросигнал, а на приемной станции устанавливается приемник синхросигнала (ПрЦС), который выделяет цикловой синхросигнал из группового цифрового сигнала и тем самым определяет начало цикла передачи. Очевидно, что цикловой синхросигнал должен обладать определенными отличительными признаками, в качестве которых используется заранее определенная и неизменная структура синхросигнала (например, 0011011 в ЦСП ИКМ-30), а также периодичность следования синхросигнала на определенных позициях цикла (например, в КИо через цикл в ЦСП ИКМ-30). Групповой цифровой сигнал в силу случайного характера информационных сигналов такими свойствами не обладает.

Сокращение времени восстановления синхронизма, в частности, может быть достигнуто за счет увеличения числа символов синхросигнала и частоты его повторения, но это неизбежно приведет либо к сокращению информационной части цикла передачи, либо к увеличению скорости передачи цифрового группового сигнала. Чаще всего используется многоразрядный синхросигнал, все символы которого передаются в виде единой синхрогруппы (сосредоточенный синхросигнал).

Когда речь идет о помехоустойчивости приемника синхросигнала, имеется в виду защита, как от установления ложного синхронизма, так и от ложного выхода из состояния синхронизма. Это обеспечивает наибольшее среднее время между сбоями синхронизации и может быть достигнуто за счет принятия того или иного решения после анализа ситуации в течение некоторого периода времени, а следовательно, приведет к возрастанию времени восстановления синхронизма.

Рассмотрим принципы работы ПрЦС со скользящим поиском (рисунок 1.20), который выполняет следующие основные функции: установление синхронизма после включения системы в работу; контроль за синхронным состоянием системы в процессе работы обнаружение сбоя синхронизма; восстановление состояния синхронизма после каждого сбоя.

Основными узлами ПрЦС являются опознаватель, анализатор и решающее устройство.

Опознаватель содержит регистр сдвига, число разрядов в котором совпадает с числом символов в синхросигнале, и дешифратор настроенный на дешифрацию синхросигнала заданной структуры. Как только в регистре сдвига, на вход которого поступает групповой цифровой сигнал, оказывается записанной кодовая комбинация, совпадающая по структуре с принятой структурой синхросигнала, на выходе опознавателя появляется импульс.

Рисунок 1.20 – Структурная схема приемника синхросигнала

Анализатор с помощью контрольного сигнала, поступающего от ГОпр, проверяет соответствие момента появления импульса на выходе опознавателя ожидаемому моменту появления синхросигнала, т. е. осуществляется проверка по периоду следования и времени появления синхросигнала.

Появление импульса на выходе схемы запрета означает отсутствие синхросигнала (сигнала с выхода дешифратора) в момент поступления контрольного импульса от ГОпр, а появление импульса на выходе схемы И1 означает совпадение по времени синхросигнала и контрольного сигнала от ГОпр.

Решающее устройство оценивает выходные сигналы анализатора по определенному критерию, принимает решение о наличии или отсутствии синхронизма и управляет работой ГОпр в процессе вхождения в синхронизм. Решающее устройство содержит накопитель по выходу из синхронизма и накопитель по входу в синхронизм, представляющие собой двоичные счетчики со сбросом.

Накопитель по входу в синхронизм, вход которого соединен с выходом схемы И1, обеспечивает защиту ПрЦС от ложного вхождения в синхронизм в режиме поиска синхросигнала, когда на вход опознавателя поступают случайные комбинации цифрового группового сигнала, совпадающие по структуре с синхросигналом. Обычно емкость накопителя по входу в синхронизм п1 составляет 2—3 разряда.

Накопитель по выходу из синхронизма, вход которого соединен с выходом схемы запрета анализатора, обеспечивает защиту от ложного выхода из состояния синхронизма, когда из-за ошибок в линейном тракте или по другим причинам происходит кратковременное изменение структуры синхросигнала. Обычно емкость накопителя по выходу из синхронизма п2 составляет 4—6 разрядов.

Рассмотрим работу приемника синхросигнала. Если система находится в режиме синхронизма, то накопитель по входу в синхронизм будет заполнен, поскольку на выходе схемы И1 регулярно появляются импульсы, подтверждающие совпадение моментов поступления импульсов с выхода опознавателя и контрольных импульсов от ГОпр. Накопитель по выходу из синхронизма опустошается. Импульсы на выходе опознавателя, соответствующие случайным комбинациям со структурой, аналогичной структуре синхросигнала, не влияют на работу ПрЦС, так как не совпадают по времени с контрольными импульсами от ГОпр.

Если, например, в результате ошибок в одном из циклов будет искажен синхросигнал, на выходе опознавателя в нужный момент импульс не появится, в результате чего с выхода схемы запрета в накопитель по выходу из синхронизма поступит импульс. Однако схема останется в прежнем состоянии, поддерживая ранее установленное состояние синхронизма. Только в том случае, если будут искажены п2 синхросигналов подряд, т. е. когда полностью заполнится накопитель по выходу из синхронизма, будет принято решение о выходе системы из состояния синхронизма. При этом, если накопитель по входу в синхронизм будет заполнен раньше накопителя по выходу из синхронизма, последний будет сбрасываться в исходное нулевое положение. Таким образом обеспечивается защита от ложного выхода из синхронизма при кратковременных искажениях синхросигнала.

При длительном нарушении синхронизма накопитель по выходу из синхронизма оказывается заполненным и принимается решение о действительном выходе системы из состояния синхронизма. Начинается поиск нового состояния синхронизма. В этом случае первый же импульс от опознавателя через открытый элемент И2 переводит ГОпр и накопитель по входу в синхронизм в исходное нулевое состояние, а накопитель по выходу из синхронизма – в состояние, соответствующее (п21) импульсу, т. е. уменьшает его содержимое на 1. Если в следующем цикле моменты появления импульса на выходе опознавателя и импульса от ГОпр не совпадают (это означает, что синхрогруппа оказалась ложной), то вновь заполняется накопитель по выходу из синхронизма, открывается схема И2 и очередной импульс oт опознавателя вновь устанавливает ГОпр и накопители в указанное ранее состояние. Таким образом, обеспечивается защита от ложного установления синхронизма. Этот процесс продолжается до тех пор, пока на выходе опознавателя не появляется импульс, соответствующий истинному синхросигналу. В этом случае через п1 циклов заполняется накопитель по входу в синхронизм, сбрасывается в нулевое состояние накопитель по выходу из синхронизма, схема И2 закрывается, т. е. устанавливается новое состояние синхронизма.

Из анализа работы ПрЦС следует, что процесс восстановления синхронизма содержит три последовательно выполняемых этапа: обнаружение выхода из синхронизма; поиск синхросигнала; подтверждение нового состояния синхронизма. Соответственно время восстановления синхронизма

где tн.вых — время заполнения накопителя по выходу из синхронизма; tп – время поиска синхросигнала; tн.вх время заполнения накопителя по входу в синхронизм.

Недостатки рассмотренного способа построения ПрЦС заключаются в следующем. Во-первых, поиск синхросигнала начинается только после окончания процесса заполнения накопителя по выходу из синхронизма, т. е. через tн.вых, что приводит к увеличению времени восстановления синхронизма tв.

Во-вторых, емкости накопителей по входу в синхронизм и выходу из синхронизма (n1 и n2 ) фиксированы, что не позволяет добиваться оптимальных соотношений между временем восстановления синхронизма и помехоустойчивостью. Если коэффициент ошибок в линейном тракте увеличивается (по сравнению с расчетной величиной), то время удержания состояния синхронизма оказывается меньше требуемого. Однако при уменьшении коэффициента ошибок возникает запас по времени удержания синхронизма, что свидетельствует о необоснованном увеличении времени восстановления синхронизма

Первый недостаток может быть устранен, если процессы накопления по выходу из синхронизма и поиска синхросигнала осуществлять параллельно. Для этого схему ПрЦС, приведенную на рис. 1.20, необходимо дополнить схемой поиска синхросигнала содержащей собственные анализатор и решающее устройство. Эта схема начинает работать при появлении первого же импульса на входе накопителя по выходу из синхронизма, т. е. не дожидаясь его заполнения, и осуществляет поиск нового состояния синхронизма. Генераторное оборудование будет сохранять предыдущее состояние до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние синхронизма.

Второй недостаток может быть устранен, если емкости накопителей сделать величинами переменными, зависящими от коэффициента ошибок в линейном тракте. При понижении коэффициент ошибок уменьшается емкость накопителя по выходу из синхронизма, а при увеличении вероятности ошибок уменьшается емкость накопителя по входу в синхронизм Такие приемники синхросигнала называются адаптивными и широко применяются в высокоскоростных ЦСП.

Работа системы сверхцикловой синхронизации, как и работа системы цикловой синхронизации, основана на передаче сверхциклового синхросигнала (СЦС) в одном из циклов сверхцикла (обычно в Ц0). Работа приемника сверхциклового синхросигнала практически не отличается от работы приемника циклового синхросигнала. При этом приемник сверхциклового синхросигнала работает в несколько облегченном режиме, так как установление сверхциклового синхронизма осуществляется после установления синхронизации по циклам, т. е. когда определены границы циклов.

 

1.5 Генераторное оборудование ЦСП

Все процессы обработки сигналов в ЦСП с ВРК строго регламентированы во времени. Последовательность обработки сигнала в оконечном оборудовании задается генераторным оборудованием.

Генераторное оборудование обеспечивает формирование и распределение импульсных последовательностей, управляющих процессами дискретизации, кодирования (декодирования), ввода (вывода) символов служебных сигналов на определенные позиции цикла передачи и т. д.

От ГО необходимо получить импульсные последовательности со следующими основными частотами:

тактовой частотой FT = 1/T = FД × m × NКИ ;

частотой следования кодовых групп (канальных интервалов) FКГ = FГР.АИМ = 1/ТКИ = FT/m;

частотой дискретизации FД = 1/ТД = FT/m × NКИ.

Таким образом, получить необходимые импульсные последовательности можно путем деления тактовой частоты, получаемой от высокостабильного задающего генератора ЗГ (рисунок 1.21).

Обычно предусматривается несколько режимов работы ГО:

внутренней синхронизации, при которой осуществляется работа от высокостабильного автономного ЗГ (с относительной нестабильностью ±10-5... 10-6);

внешнего запуска, при котором осуществляется работа от внешнего ЗГ;

внешней синхронизации, при которой осуществляется подстройка частоты ЗГ с помощью ФАПЧ, управляемой внешним сигналом.

При формировании группового цифрового сигнала в кодере необходимо использовать импульсные последовательности, соответствующие отдельные разрядам (Р1, Р2, …, Рm), каналам (КИ0, КИ1, …, КИN å -1) и циклам в сверхцикле

Рисунок 1.21 – Формирование основных частот в генераторном оборудовании

01,…,ЦМ). Эти последовательности формируются в ГО с помощью дешифратора разрядов ДР, дешифратора канальных интервалов ДК и дешифратора циклов ДЦ рисунок 1.22. На рисунке 1.23 в качестве примера показаны некоторые импульсные последовательности, формируемые на выходе ГО.

Наличие установочных входов обеспечивает (при необходимости) возможность подстройки ГО данной станции к работе ГО другой станции, выбранной за ведущую.

Рисунок 1.22 – Структурная схема генераторного оборудования

Рисунок 1.23 – Временные диаграммы работы ГО

Схемы ДР, ДК и ДЦ легко реализуются на основе счетчиков, регистров, дешифраторов и других логических схем, реализуемых на ИМС. Пример реализации ДР (при m = 8) на базе трехразрядного двоичного счетчика и дешифратора показан на рисунке 1.24, где также приведены временные диаграммы, поясняющие работу ДР. Очевидно, аналогичным образом можно построить ДК на 32 канальных интервала с использованием пятиразрядного двоичного счетчика.

Схема ГО приема отличается от схемы ГО передачи следующими особенностями, обеспечивающими работу ГО приема синхронно и синфазно с ГО передачи. Во-первых, импульсная последовательность с тактовой частотой FТ будет поступать на вход ДР не от ЗГ, а от схемы выделения тактовой частоты. Во-вторых, установка ГО приема по циклу и сверхциклу осуществляется с помощью сигналов, поступающих от приемника синхросигналов.

Рисунок 1.24 – Принципиальная схема и временные диаграммы делителя
разрядов

1.6 Сигналы и коды в линейных трактах ЦСП

На выходе устройства объединения передающей части оконечного оборудования ЦСП групповой цифровой сигнал передается в виде униполярного двоичного сигнала (рисунок 1.25), имеющего энергетический спектр, представленный на рисунке 1.26.

Непременными узлами рассматриваемого оконечного оборудования ЦСП являются согласовывающие трансформаторы, включаемые между входом и выходом этой аппаратуры и кабельной соединительной линией, используемой для соединения оконечной аппаратуры с оконечными и узловыми радиорелейными станциями. Наличие трансформаторов приводит к тому, что по соединительной линии не проходит постоянная и сильно ослабляются низкочастотные компоненты, на которых nnnу двоичного сигнала сосредоточена большая часть энергии (рисунок 1.26). Кроме того, наличие у соединительной линии километрических сопротивления и емкости проводов приводит к подавлению высокочастотных составляющих, т.е. ограничению полосы. Перечисленные факторы приводят к значительным искажениям передаваемых двоичных сигналов, что снижает помехоустойчивость их передачи.

Чтобы уменьшить влияние рассмотренных искажений на помехоустойчивость передачи униполярных двоичных сигналов (коды RZ и NRZ на рисунке 1.25), необходимо преобразовать их в линейный цифровой сигнал, в котором отсутствовали бы постоянная и низкочастотные составляющие. Этим условиям удовлетворяют так называемые балансные коды, из которых наибольшее распространение получили AMI (ЧПИ), HDB-3 (МЧПИ) и CMI (рисунок 1.25).

Код с чередующейся полярностью импульсов (AMI, ЧПИ). Алгоритм перехода от двоичного сигнала к коду ЧПИ (рисунок 1.25) состоит в том, что символу 0 в обоих случаях соответствует пауза, а символу 1 в коде ЧПИ соответствуют импульсы положительной или отрицательной полярности. Строгое чередование полярности импульсов позволяет обеспечить подавление постоянной и низкочастотных составляющих спектра и, следовательно, уменьшить искажения импульсов в линии. Важным достоинством кода ЧПИ является чрезвычайная простота обратного перехода к двоичному сигналу, для этого достаточно осуществить двухполупериодное выпрямление сигналов кода ЧПИ. В настоящее время код ЧПИ рекомендован для использования в низкоскоростных цифровых потоках до 64 кбит/с.

Модифицированный код ЧПИ (МЧПИ, HDB-3). Существенным недостатком кода ЧПИ является трудность выделения тактовой частоты, если в двоичном сигнале появляется подряд множество символов “0”. Суть модификации кода ЧПИ состоит в том, что в паузу,

длина которой превышает п нулей, помещают балластные сигналы. Они улучшают условие выделения тактовой частоты, но в то же время легко могут быть обнаружены и изъяты на приеме.

В качестве примера рассмотрим получивший широкое распространение код высокой плотности следования единиц (КВП-3, HDB-3), у которого п=3. В качестве балластных используются два типа сигналов (рисунок 1.25), имеющих условное обозначение 000V и B00V. При выборе конкретного вида балластного сигнала исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшествующего импульса, полярность импульса V всегда совпадает с полярностью предшествующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале с числом нулей n1 ³ 4 и n2 ³ 4 четное число единиц (0, 2, 4, 6 и т.д.), то заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала B00V, если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала 000V.

Рисунок 1.25 – Двоичные и балансные коды

Пример использования алгоритма формирования кода КВП-3 приведен на рисунке 1.25. В процессе заполнения пауз балластными сигналами производится чередование полярности импульсов двоичного сигнала таким образом, чтобы нарушение чередования полярности всегда указывало на наличие балластного сигнала. Код КВП-3 рекомендован для использования при скорости цифровых потоков до 100 Мбит/с.

Код CMI. При формировании этого линейного кода не используются балластные биты и в отличие от троичных кодов ЧПИ и МЧПИ он является двоичным. Символы “1” исходного двоичного сигнала передаются чередованием полярностей импульсов затянутых на тактовый интервал, а символы “0” биполярными импульсами – первая половина тактового интервала минус 1, вторая половина – плюс 1 (рисунок 1.25). Код CMI рекомендован для использования при скорости цифровых потоков свыше 100 Мбит/с.

Энергетические спектры кодов RZ, NRZ и балансных приведены на рисунке 1.26.

Рисунок 1.26 – Энергетические спектры кодов

1.7 Регенерация цифровых сигналов

Регенерацию (восстановление формы, длительности и временного положения) искаженных шумами и помехами цифровых сигналов рассмотрим на примере регенератора кода ЧПИ. Как видно из схемы (рисунок 1.38) входной сигнал усиливается с помощью корректирующего усилителя КУС, снабженного корректорами АЧХ и ФЧХ кабельной соединительной линии и системой автоматической регулировки уровня (АРУ). Это обеспечивает стабильность уровня сигнала на выходе КУС вне зависимости от изменения затухания линии.

Рисунок 1.27 – Структурная схема регенератора

На рисунке 1.28 а – в изображены идеальный код ЧПИ, входной сигнал регенератора и сигнал на выходе КУС. Можно полагать, что благодаря работе АРУ на выходе КУС Umax = const. Устройство разделения (УР) разделяет положительные и отрицательные компоненты сигнала, действующего на выходе КУС, с последующим изменением знака отрицательной компоненты так, что на выходах а и б УР действуют два положительных сигнала (рисунок 1.28, г и д). Эти сигналы поступают в схему сравнения (СС), где происходят их сравнение с порогом Uс, ограничение по минимуму на уровне этого порога и сложение.

Соответствующая временная диаграмма изображена на рисунке 1.28, е в виде заштрихованных искаженных импульсов. В ряде регенераторов с помощью усиления и ограничения они доводятся до импульсов стандартной формы, как показано на том же рисунке штриховой линией.

Искаженный двоичный сигнал на выходе СС содержит в своем спектре гармоническое колебание с частотой FT. В моменты стробирования ti (рисунок 1.28, ж) в решающих устройствах РУ1 и РУ2 отсчеты входных сигналов сравниваются с пороговыми напряжениями UП1 и UП2, и в зависимости от результатов сравнения РУ вырабатывают сигналы управления ключами Кл1 и Кл2. При замыкании ключей соответствующие импульсы тактовой последовательности проходят на их выходы (рисунок 1.28,з,г). С помощью вычитающего устройства формируется код ЧПИ (рисунок 1.28, к), после чего импульсы усиливаются с помощью формирователя выходных импульсов (ФВИ) и поступают в приемную часть оконечного оборудования.

 

1.8 Временное группообразование

Иерархия ЦСП с ИКМ. Структура первичной сети предопределяет объединение и разделение потоков передаваемой информации, поэтому используемые на ней системы передачи строятся по иерархическому принципу. Применительно к цифровым системам этот принцип заключается в том, что число каналов ЦСП, соответствующей данной ступени иерархии, больше числа каналов ЦСП предыдущей ступени в целое число раз. Система передачи, соответствующая первой ступени, называется первичной, в этой ЦСП осуществляется прямое преобразование относительно небольшого числа аналоговых первичных сигналов в первичный цифровой поток. Системы передачи второй ступени иерархии объединяют определенное число первичных потоков во вторичный цифровой поток и т. д.

Таким образом, если на данной станции первичной сети необходимо установить ЦСП с ИКМ с относительно большим числом каналов, на ней устанавливают аппаратуру соответствующего числа первичных, вторичных и т. д. цифровых систем передачи. Системы, построенные таким способом, называют ЦСП с временным группообразованием. Эти системы помимо обеспечения потребностей сети позволяют использовать на первой ступени групповые кодеки с приемлемыми скоростями работы.

Рисунок 1.28 – К анализу работы регенератора кода ЧПИ

В рекомендациях МСЭТ представлено несколько типов иерархий ЦСП с ИКМ: европейская, североамериканская и японская. В 1988 г. МСЭТ разработал рекомендации по единой (всемирной) синхронной цифровой иерархии (СЦИ), позволяющей объединять цифровые потоки, образованные системами передачи, входящими в любую существующую иерархию.

Цифровые системы передачи с ИКМ, используемые на первичной сети России, соответствуют европейской иерархии, рекомендованной МСЭТ. На рисунке 1.40 отмечены ступени иерархии, указаны типы соответствующих им ЦСП, а также скорости цифровых потоков. Во всех потоках отводятся специальные позиции для передачи служебных сигналов, что также указано на рисунке. Например, скорость вторичного цифрового потока, равная 2048 × 4+256 = 8448 кбит/с, определена скоростями четырех первичных потоков (по 2048 кбит/с) и служебной информацией (64кбит/с × 4 = 256 кбит/с). Отметим, что информация, передаваемая по одному каналу ТЧ, преобразуется в цифровой поток со скоростью 64 кбит/с, соответствующий основному цифровому каналу (ОЦК).

Скорости цифровых потоков одной и той же ступени иерархии, но образуемых ЦСП, расположенными на различных станциях сети, могут несколько отличаться друг от друга в пределах допустимой нестабильности задающих генераторов. Это требует принятия специальных мер при объединении потоков в поток более высокой ступени иерархии, что заметно усложняет эксплуатацию первичной сети связи в целом и снижает ее качественные показатели. Системы иерархии, где объединяются потоки с небольшими расхождениями скоростей, называют “плезиохронными” (ПЦИ).

1.8.1 Принципы объединения и разделения цифровых потоков

Принятая структура построения ЦСП с временным группообразованием реализуется посредством объединения и разделения тем или иным способом типовых цифровых потоков. Сущность любого способа объединения заключается в том, что информация, содержащаяся в поступающих потоках, записывается в запоминающие устройства, а затем поочередно считывается в моменты, отводимые ей в объединенном потоке. Различают объединение синхронных и асинхронных (плезиохронных) потоков. В первом случае скорости потоков совпадают, но начала их тактовых интервалов произвольно смещены друг относительно друга. Это заставляет вводить в объединенный поток специальный синхросигнал, указывающий порядок объединения: после синхросигнала передается информация первого объединяемого потока, затем—второго и т. д. В наиболее общем случае объединения асинхронных (плезиохронных) потоков в объединенный поток помимо синхросигнала, указывающего порядок объединения, вводится служебная информация, обеспечивающая необходимое согласование скоростей объединяемых потоков.

Операции разделения потоков являются обратными операциям объединения: информация объединенного потока записывается в запоминающие устройства, соответствующие исходным потокам, а затем считывается со скоростями, равными скоростям объединяемых потоков.

В большинстве случаев объединение потоков осуществляется посимвольно, т. е. считывание информации из запоминающих устройств при объединении происходит по разрядам: вначале считывается и передается символ первого потока, затем—второго и т.д., после считывания символа последнего из объединяемых потоков вновь считывается очередной символ первого, т. е. цикл повторяется. Возможно объединение и по группам символов, например, по байтам.

Объединение синхронных потоков. При объединении синхронных, но не синфазных потоков приходится вводить специальный сигнал синхронизации, указывающий порядок размещения информации в общем потоке. Иными словами, объединенный поток должен содержать характерный сигнал, после которого идет символ первого объединяемого потока, затем —второго и т д. Очевидно, что с учетом возможности ошибок в процессе приема этот сигнал необходимо периодически повторять. Это заставляет считывать и передавать записанную информацию несколько быстрее, чем происходит запись, чтобы успеть передать служебную информацию. Сказанное иллюстрирует рисунок 1.30, в верхней части которого показана импульсная последовательность записи некоторого исходного потока, а в нижней – импульсная последовательность его считывания, имеющая период следования меньший в (64+2)/64 = 33/32 раза, что отвечает параметрам вторичной ЦСП типа ИКМ-120. В моменты прохождения служебной информации (импульсы А, В) импульсы считывания отсутствуют, таким образом в последовательности импульсов считывания ИС периодически осуществляется пропуск двух импульсов, называемый временным сдвигом. Этот сдвиг в данном случае имеет, очевидно, длительность t с = Тисх × 2 × 32/33.

Рисунок 1.30 – Временные диаграммы при синхрон-ном объединении цифровых потоков

Функциональная схема оборудования объединения и разделения синхронных цифровых потоков представлена на рисунке 1.31. Генераторное оборудование устройства объединения состоит из двух частей: ГО1 и Г02. Первое управляется сигналом тактовой частоты от ВТЧ, подключаемого к любому из объединяемых потоков (потоки синхронны), и вырабатывает импульсную последовательность записи ИЗ, подаваемую на все ЗУ. Считывание осуществляется посредством последовательностей ИСI – ИСIV, вырабатываемых ГО2, которое получает тактовый сигнал от преобразователя частоты (ПЧ), повышающего тактовую частоту объединяемых потоков в 33/32 раза. Считывающие последовательности ИСI – ИСIV поступают на ЗУI – ЗУIV соответственно через логические ячейки ЗАПРЕТI – 3AПPETIV, которые прекращают подачу ИС в моменты, предназначенные для передачи сигналов служебной информации, вырабатываемых передатчиком этих сигналов (ПерСИ).

В устройстве разделения (Пр) осуществляются обратные операции. Заметим только, что приемник сигналов служебной информации (ПрСИ) устанавливает порядок подачи последовательностей импульсов записи ИЗI—ИЗIV, вырабатываемых ГО1 : после импульсов служебной информации генерируется импульс И3, затем через время Тоб – импульс ИЗII и т. д. Посредством ячеек ЗАПРЕТI—ЗАПРЕТIV запись ИО в ЗУ не производится в те моменты, которые отведены для передачи служебной информации. Импульсная последовательность, подаваемая на “обнуляющие” входы формирователей импульсов ФИI—ФИIV, является последовательностью считывания ИС, задержанной на половину периода тактовой частоты исходного потока Тисх/2.

Объединение асинхронных потоков. Цифровые системы передачи, потоки которых подлежат объединению, часто имеют автономное генераторное оборудование, обладающее некоторой нестабильностью частоты. Эта нестабильность невелика, поэтому объединяемые потоки называют плезиохронными (“как бы синхронными”). Вначале предположим, что импульсные последовательности считывания устройств объединения потоков имеют скорость, превышающую скорость записи больше чем в 33/32 раза (для ранее рассмотренного примера с системой передачи ИКМ-120). Тогда, как это показано на рисунке 1.32, а, к временному сдвигу t c будет добавляться постоянно увеличивающаяся временная неоднородность t но. Через несколько сотен периодов по 64 импульса исходного потока (скорости потоков мало отличаются друг от друга) временная неоднородность достигает величины 32 t исх/33 (отмечена звездочкой) и возникает необходимость в выравнивании (согласовании) фаз импульсных последовательностей записи и считывания.

Рисунок 1.32 – Временные диаграммы при асинхронном объе-динении цифровых потоков (положительное согласование)

Очевидно, согласование можно осуществить, задержав процесс считывания на одну позицию, т. е. исключив из соответствующей последовательности импульсов считывания ИС в данный момент 64-й импульс (рисунок 1.32, б). Позиция, соответствующая исключенному импульсу, называется вставкой (стаффингом), а сам процесс такого вида – торможением или положительным согласованием скоростей. Очевидно, что в момент торможения происходит перемещение места передачи служебных символов: раньше они передавались между 64-й и 1-м символами, а теперь будут передаваться между 63-м и 64-м. Если расхождение скоростей сохранит свой характер, то через некоторое время в результате аналогичного процесса символы А и В переместятся и окажутся между 62-м и 63-м символами и т. д.

Рассмотрим случай, когда скорость считывания оказывается недостаточной. На рисунке 1.44, а показано, что при этом происходит постепенное увеличение отрицательной временной неоднородности t но вплоть до величины 32 t исх/33 (отмечена звездочкой). Недостаток скорости считывания приходится компенсировать тем, что очередной (64-й) импульс объединяемого потока приходится передавать вместо импульса служебной информации В (рисунок 1.44, б). Такой процесс называется отрицательным согласованием скоростей.

Управление согласованием скоростей осуществляется посредством ко-манд согласования скоростей (КСС), которые вырабатываются в оборудовании объединения по мере достижения временной неоднородностью критического значения 32τисх/33. В оборудование разделения потоков эти команды поступают на определенных позициях, отведенных для передачи служебной информации. Итак, на служебных позициях передаются: синхросигнал объединенного потока; команды согласования скоростей каждого из объединяемых потоков; информация, которая не успевает быть передана в потоке при отрицательном согласовании скоростей.

Рисунок 1.33 – Временные диаграммы при асинхронном объе-динении цифровых потоков (положительное согласование)

Наиболее часто используется система двустороннего согласования скоростей, т е. в устройствах объединения и разделения потоков предусматривается возможность как положительного, так и отрицательного согласования Несмотря на относительную сложность по сравнению с системой одностороннего согласования, в системе с двусторонним согласованием существенно снижается частость передачи КСС, а значат, и понижается вероятность ошибок согласования. Заметим, что ошибка в согласовании скоростей приводит к потере синхронности передачи данного исходного потока и, следовательно, к перерыву связи. Поэтому при передаче КСС принимаются специальные меры: для повышения помехозащищенности команд каждый бит информации КСС утраивается, что позволяет правильно восстанавливать команду на приеме, даже если один из ее символов будет принят неправильно; применяется специальный алгоритм обработки принятых команд, позволяющий исключать ошибки согласования, даже если отдельные КСС будут опознаны неверно.

На рисунке 1.34 показаны блоки асинхронного сопряжения (БАС) передающего и приемного оборудования, относящиеся к одному из объединяемых потоков. Последовательность ИЗ в передающем оборудовании (БАСпер) вырабатывается в ГО1 управляемом тактовой частотой информационных импульсов ИИ данного потока. Импульсы считывания ИС вырабатываются в ГО2, общем для всех БАСпер данной станции, имеющем автономный задающий генератор. Разность скоростей ИЗ и ИС анализируется фазовым детектором (ФД), подающим по необходимости в блок передачи команд согласования скоростей (Пер КСС) информацию о положительной или отрицательной временной неоднородности τно, достигшей критической величины. Если критическая τно положительна, Пер КСС формирует положительную КСС, которая поступает в объединенный поток, а также импульс, подаваемый на управляющий вход логической ячейки ЗАПРЕТ, благодаря чему в этот момент запрещается считывание информации (осуществляется вставка, см рисунок 1.33, б).

При наличии согласования импульсы записи ИЗ в БАСпр вырабатываются ГО1, синхронизированным с информационным объединенным ИО потоком, и поступают на ЗУ через логические ячейки ИЛИ и ЗАПРЕТ. Импульсы считывания вырабатываются генератором, управляемым напряжением (ГУН), частота их следования сопрягается с частотой последовательности ИЗ посредством фазового детектора (ФД) и системы управления (СУ), которые вместе с ГУН образуют замкнутую петлю фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). При приеме положительной КСС приемник команд согласования скоростей Пр КСС вырабатывает импульс, поступающий на вход управления ячейки ЗАПРЕТ и таким образом останавливает процесс записи на момент прохождения вставки. При приеме отрицательной КСС импульс, выработанный в Пр КСС, поступает как импульс записи через ячейку ИЛИ на ЗУ в момент прохождения позиции служебного канала, несущего информацию, которая не успела быть переданной в информационной части потока (см. рисунок 1.33, б).

Рисунок 1.34 – Структурная схема блоков асинхронного сопряжения

В системах с двусторонним согласованием скоростей используются только два вида КСС: для положительного и отрицательного согласования. Для случая равенства скоростей специальной нейтральной команды не существует, она заменяется командами для положительного и отрицательного согласования, попеременно следующими друг за другом. Отсутствие третьей (нейтральной) команды также понижает вероятность возникновения ошибок в работе системы согласования скоростей. Рассмотренные выше схемы несколько упрощены. В реальных случаях в состав БАС вводятся устройства, анализирующие характер изменения τно, что резко понижает вероятность ложного срабатывания Пр КСС. а также устройства, подавляющие фазовые дрожания ГУН.

1.9 Системы передачи ПЦИ

В первичной ЦСП осуществляется аналого-цифровое преобразование подробно рассмотренное в подразделе 1.4. На выходе данной ЦСП получается типовой первичный цифровой поток со скоростью передачи 2048 кбит/с. Параметры этого потока на выходе преобразователя кода отвечают кодам стыка по рекомендациям МСЭТ, что позволяет использовать данную ЦСП не только для построения ЦСП следующих ступеней иерархии, но и для совместной работы с другим типовым оборудованием, например оборудованием радиорелейных и волоконно-оптических линейных трактов. К точкам стыка вместо АЦО может подключаться типовая аппаратура цифрового вещания (АЦВ), которая позволяет организовывать или четыре канала звукового вещания (3В) высшего класса, или два стереоканала 3В, или восемь репортерских каналов (вместо 30 каналов ТЧ).

Линейный сигнал системы построен на основе сверхциклов, циклов, канальных и тактовых интервалов, как это показано на рисунке 1.35 (обозначение 0/1 соответствует передаче в данном тактовом интервале случайного сигнала). Сверхцикл передачи (СЦ) соответствует минимальному интервалу времени, за который передается один отсчет каждого из 60 сигнальных каналов (СК) и каналов передачи аварийной сигнализации (потери сверхцикловой или цикловой синхронизации). Длительность СЦ Тсц = 2 мс. Сверхцикл состоит из 16 циклов передачи (с Цо по Ц15). Длительность цикла ТЦ = 125 мкс. и соответствует интервалу дискретизации сигнала ТЧ с частотой 8 кГц. Каждый цикл подразделяется на 32 канальных интервала длительностью ТКИ = 3,906 мкс. Из них 30 интервалов отводятся под передачу сигналов ТЧ (KH1 – КИ15, КИ17 – КИ31, а два – под передачу служебной информации (КИ0 и KH16). Каждый канальный интервал состоит из восьми тактовых интервалов (разрядов P1—Р8) длительностью по Т = 488 нс. Половина тактового интервала может быть занята прямоугольным импульсом длительностью τи = 244 нс. при передаче в данном разряде единицы (при передаче нуля импульс в разрядном интервале отсутствует).

Интервалы КИ0 в четных циклах предназначаются для передачи циклового синхросигнала (ЦСС), имеющего вид 0011011 и занимающего интервалы Р2 – Р8. В интервале P1 всех циклов передается информация постоянно действующего канала передачи дискретной информации (ПДИ). В нечетных циклах интервалы Р3 и Р6 КИ0 используются для передачи информации о потере цикловой синхронизации (авария ЦС) и снижении остаточного затухания каналов до значения, при котором в них может возникнуть самовозбуждение (остаточное затухание). Интервалы Р4, P5, P7 и P8 являются свободными, их занимают единичными сигналами для улучшения работы выделителей тактовой частоты. В интервале KИ16 нулевого цикла (Ц0) передается сверхцикловой синхросигнал вида

0000 (P1—Р4), а также сигнал о потере сверхцикловой синхронизации (Р6 – Авар. СЦС). Остальные три разрядных интервала свободны. В канальном интервале КИ16 остальных циклов (Ц1 – Ц15) передаются сигналы служебных каналов СК1 и СК2, причем в Ц1 передаются СК для 1-го и 16-го каналов ТЧ, в Ц2—для 2-го и 17-го и т. д. Интервалы Р3, Р4, Р6 и Р7 свободны.

Рисунок 1.35 – Временный спектр ЦСП ИКМ-30

Временной спектр вторичной ЦСП с ИКМ. Временной спектр (цикл передачи) вторичной ЦСП с ИКМ (ИКМ-120) является типичным для всех ЦСП с ИКМ высших ступеней плезиохронной иерархии. Цикл передачи имеет длительность 125 мкс и состоит из 1056 позиций. Цикл разделен на четыре субцикла, одинаковых по длительности рисунок 1.36. Первые восемь позиций первого субцикла заняты комбинацией 11100110, представляющей собой цикловой синхросигнал объединенного потока. Остальные 256 позиций первого субцикла (с 9-й по 264-ю включительно) заняты информацией посимвольно объединенных исходных потоков, номера которых отмечены на рисунке под номерами позиций. Первые четыре позиции второго субцикла заняты первыми символами КСС объединяемых потоков, а следующие четыре – сигналами служебной связи. Вторые и третьи символы КСС (команда положительного согласования имеет вид 111, а отрицательного – 000) занимают первые четыре позиции субциклов III и IV.

Позиции 5 – 8 субцикла III используются для передачи сигналов дискретной информации (две позиции), аварийных сигналов (одна позиция) и вызова по каналу служебной связи (одна позиция). Наконец, в субцикле IV на позициях 5 – 8 передается информация объединяемых потоков при отрицательном согласовании скоростей. При положительном согласовании исключаются позиции 9—12 субцикла IV. Поскольку операция согласования скоростей осуществляется не чаще, чем через 78 циклов, позиции 5 – 8 субцикла IV, предназначенные для передачи информации при отрицательном согласовании, большую часть времени свободны и используются для передачи информации о промежуточных значениях и характере изменения τно. Таким образом, из общего числа позиций, равного 1056, информационными являются 1024 ± 4 позиции.

Разделение цикла передачи на несколько субциклов имеет следующие преимущества. Во-первых, это позволяет разнести во времени символы КСС, что повышает защищенность этих команд от импульсных помех, поскольку импульсные помехи обычно группируются в пакеты, воздействующие на несколько следующих друг за другом импульсов. Во-вторых, поскольку при приеме служебной информации прекращается считывание информации из ЗУ, выделяемый информационный поток обладает неравномерностью, которая должна сглаживаться системой ФАПЧ (Г02). Работа ФАПЧ сопровождается фазовыми флуктуациями импульсов выделенного потока, которые снижаются, если снижается неравномерность, а она тем меньше, чем больше субциклов содержится в цикле передачи. Наконец, в-третьих, задержка считывания информации объединяемых потоков из ЗУ как на передаче, так и на приеме на время прохождения служебной информации заставляет увеличивать емкость памяти ЗУ. Очевидно, что это

увеличение тем меньше, чем больше субциклов содержится в цикле, и составляет для рассматриваемого случая две ячейки плюс еще одна на время проверки КСС на отсутствие ошибок. Общее число ячеек ЗУ существующих ЦСП составляет от пяти до восьми и должно быть увеличено по крайней мере втрое при отсутствии деления цикла передачи на субциклы.

Третичные ЦСП. Временной спектр линейного сигнала системы ИКМ-480 (рисунок 1.37) разделяется на циклы длительностью ТЦ = 62,5 мкс, равной половине длительности циклов 30- и 120-канальных ЦСП. Цикл состоит из трех равных по времени субциклов (а не четырех, как в других ЦСП с временным группообразованнем), в каждом из которых содержится по 716 разрядов, причем первые 12 из них занимаются сигналами служебной информации (цикловым синхросигналом, сигналами команд согласования скоростей и т. д.), а остальные—информацией посимвольно объединенных четырех вторичных потоков

Рисунок 1.36 – Временный спектр ЦСП ИКМ-120

Рисунок 1.37 – Временный спектр ЦСП ИКМ-480

Таким образом, цикл передачи содержит 2148 позиций, из которых 2112 ± 4 являются информационными. Такая структура цикла передачи определяется в значительной мере тем, что система цикловой синхронизации использует 12-символьный синхросигнал, частота повторения которого должна быть достаточно высокой.

Четверичные ЦСП. Четверичные ЦСП—системы передачи, объединяющие четыре третичных потока со скоростью 34368 кбит/с в четверичный – 139264 кбит/с, т. е. позволяющие создавать пучки каналов ТЧ емкостью 480·4=1920. Линейный сигнал ИКМ-1920 разделяется на циклы, следующие с частотой 64 кГц (ТЦ = 15,625 мкс). Цикл, в свою очередь подразделяется на четыре субцикла (рисунок 1.38) и содержит 2176 позиций, из которых 2148 ± 4 являются информационными.


назад | содержание | вперёд