Цифровые системы передачи |
3 Основы построения аппаратуры радиорелейных линий СЦИ |
назад | содержание | вперёд |
3.1 Основные характеристики и сравнение аналоговых
и цифровых РРЛ
3.2 Структурные схемы станций РРЛ с СЦИ
3.1 Основные характеристики и сравнение аналоговых и цифровых РРЛ
Возможны следующие способы построения цифровых радиорелейных линий:
– передача информации в цифровой форме по телефонным или
телевизионным стволам аналоговых РРЛ одновременно с аналоговым телевизионным
или многоканальным телефонным сообщением, при этом возможна передача только
ПЦП ПЦИ;
– организация передачи только цифрового потока в стволе аналоговой РРЛ;
при этом возможна передача цифровых сигналов только ПЦП и ВЦП ПЦИ. Передача
цифрового сигнала ПЦИ более высокой ступени иерархии затруднена из-за большого
уровня помех соседним аналоговым стволам и невозможности организации СС
и ТО, поскольку при этом спектр цифровых сигналов занимает всю полосу групповых
частот; как в этом, так и в предыдущем способах организации цифровых трактов
используются частотная модуляция и аналоговые модемы;
– организация цифровых радиорелейных систем, по которым передается только
цифровая информация; по таким системам могут передаваться цифровые потоки
от ПЦИ любой ступени иерархии, в том числе STM-RR и STM-1 СЦИ; в этом случае
используются различные способы модуляции (AM, ЧМ, М-ФМ, М-КАМ).
Радиорелейные линии при передаче по ним цифровых потоков (цифровые РРЛ) обладают существенными преимуществами по сравнению с наиболее распространенными в настоящее время РРЛ с ЧРК-ЧМ (аналоговыми РРЛ). Основным преимуществом является отсутствие накопления шумов при использовании регенераторов на каждой станции.
Качество передачи цифровых сигналов определяется коэффициентом ошибок. Обозначим через кош(h) (h=Рс/Рш) коэффициент появления ошибок из-за шумов, мощность которых Рш создается на i-ом пролете в полосе пропускания приемника
Δfпр. Если сигнал на промежуточных станциях (ПРС) не демодулируется (регенерация отсутствует), то шумы, возникающие на отдельных пролетах, складываются и коэффициент появления ошибок в системегде п — число пролетов.
При регенерации сигнала на всех ПРС коэффициент появления ошибок в системе равен сумме коэффициентов ошибок на каждом ретрансляционном пролете
Коэффициент ошибочного приема является быстро возрастающий функцией отношения сигнал/шум, поэтому
Например, после прохождения сигналом десяти идентичных пролетов ЦРРЛ при отсутствии замираний коэффициент ошибок возрастет в 10 раз по сравнению со случаем одного пролета (3.2). Но такое увеличение коэффициента ошибок соответствует ухудшению отношения сигнал/шум на входе приемника на 1 … 1,5 дБ. Если же регенерации сигнала на каждой станции нет, т.е. для передачи цифровых сигналов используется АРРЛ, то отношение сигнал/шум на входе приемника последней станции возрастет на 10 дБ, что соответствует увеличению коэффициента ошибок на несколько порядков (3.1).
Таким образом, при регенерации сигналов на ПРС уменьшается чувствительность системы к шумам и, следовательно, повышается качество передаваемой информации (уменьшается кош). Однако при введении регенераторов ПРС усложняется, так как помимо приемопередатчика на ней устанавливаются демодулятор, регенератор и модулятор.
Цифровые радиорелейные линии создаются для работы в диапазоне сантиметровых волн 3...30 ГГц. На частотах выше 6 ГГц одной из основных причин замираний является поглощение радиоволн в осадках. При выпадении ливневых дождей глубокие замирания могут иметь продолжительность несколько минут. Перерывы связи при выпадении таких дождей сравнимы с перерывами связи при авариях, которые устраняются автоматически. При этом, замираниям подвержены одновременно все стволы связи, работающие в отведенной для данной РРЛ полосе частот, и поэтому применение методов разнесенного приема оказывается неэффективным. Для выполнения нормы на устойчивость работы ЦРРЛ необходимо значительно уменьшать длину ретрансляционного интервала (до 5...20 км на частотах выше 11 ГГц).
Использование коротких ретрансляционных интервалов позволяет снизить максимальную мощность передатчиков, благодаря чему становится возможным выполнить СВЧ передатчики даже в диапазоне сантиметровых волн полностью на полупроводниковых приборах. Величина мощности передатчика определяется в первую очередь требуемым запасом на замирания, поскольку при нормальных условиях передачи влияние шумов в цифровых трактах так мало, что требуемое качество передачи обеспечивается без труда.
Аппаратура ЦРРЛ выполняется на интегральных микросхемах, поэтому технология ее сборки оказывается менее сложной, чем аппаратуры аналоговых РРЛ, кроме того, на укороченных ретрансляционных интервалах используются низкие антенные опоры, поэтому организация даже протяженных ЦРРЛ может не привести к увеличению затрат на их строительство и эксплуатацию.
Основным недостатком цифровых РРЛ по сравнению с аналоговыми является необходимость занятия более широкой полосы частот для передачи одинакового количества телефонных сигналов. Так, ЦРРЛ с двухпозиционной ФМ несущей сигналом ИКМ со скоростью 26 Мбит/с, соответствующей 360 телефонным каналам (рисунок 3.1), занимает в несколько раз более широкую полосу, чем аналоговая РРЛ с ЧМ-ЧРК, по которой передается 960 телефонных каналов. Для устранения этого недостатка в ЦРРЛ часто применяют различные способы многопозиционной модуляции.
Рисунок 3.1 – Сравнение занимаемой полосы час-тот при аналоговой (1) и цифровой (2) модуляции
Полоса частот радиоствола. Для экономичного использования спектра радиочастот необходимо ограничить ширину полосы пропускания ствола радиорелейной линии. Ограничение спектра модулированных ВЧ сигналов до входа детектора приемника неизбежно приводит к возникновению переходных процессов, затягивающих нарастание и окончание каждого символа. Эти переходные процессы являются источником так называемых межсимвольных помех и приводят к увеличению коэффициента ошибок, так как ухудшают условия работы решающих устройств регенераторов, установленных на выходах приемников. Это увеличение кош зависит от отношения сигнал-шум на входе приемника, степени ограничения полосы пропускания ВЧ тракта, формы импульсов и от нелинейности амплитудной и фазовой характеристик в пределах заданной полосы пропускания. Для уменьшения влияния нелинейностей амплитудной и фазовой характеристик на уровень межсимвольных помех их необходимо тщательно корректировать.
Из теоретических расчетов, подтвержденных результатами экспериментальных исследований, следует, что оптимальная ширина полосы ствола при передаче цифровых сигналов по РРЛ
где Δfоп — ширина полосы, численно равная скорости передачи цифрового сигнала В; Км = 1/log2M — коэффициент, учитывающий изменение полосы частот, занимаемой стволом, при использовании М-позиционной модуляции, М = 2, 4, 8, 16, 32, ... Сужение полосы пропускания ВЧ тракта ниже величины (3.4) вызывает сильное увеличение межсимвольных помех, расширение полосы — увеличение мощности тепловых шумов в более широкой полосе, и то и другое приводит к увеличению коэффициента ошибок.
Так, например, для передачи 720 телефонных каналов методом ИКМ требуется скорость передачи цифровой информации 52 Мбит/с. При использовании двухпозиционной относительной ФМ (М = 2)ширина полосы одного ствола согласно (3.4) примерно равна 52 × 1,3 = 68 МГц. При использовании четырехпозиционной относительной ФМ (М = 4) полоса частот ствола может быть уменьшена до 34 МГц. Такую же полосу частот занимает ствол аналоговой РРЛ при передаче1920 телефонных каналов, т. е. при малой кратности модуляции ЦРРЛ уступают АРРЛ по пропускной способности в отведенной полосе частот.
3.2 Структурные схемы станций РРЛ СЦИ
В настоящее время по ЦРРЛ передаются цифровые потоки соответствующие STM-RR и STM-1. При прохождении этих модулей по ЦРРЛ производится обработка секционного заголовка SOH, состоящего из заголовков мультиплексной MSOH и регенерационной RSOH секций и AU указателя. В соответствии со структурой секционного заголовка на ЦРРЛ выделяются мультиплексные и регенерационные секции рисунок 3.2.
Рисунок 3.2 - Мультиплексные и регенерационные секции РРЛ
В соответствии с рисунком 3.2 на ОРС1 заканчивается мультиплексная секция MS1 кабельной соединительной линии между мультиплексным оборудованием MUX и оконечной радиорелейной станцией и начинаются мультиплексная MS2 и регенерационная RS1 секции радиорелейной линии. Регенерационные секции радиорелейной линии начинаются и заканчиваются на всех пролетах. Мультиплексные секции радиорелейной линии начинаются и заканчиваются на ОРС и УРС, следовательно на ОРС и УРС обрабатывается весь заголовок SOH STM, включая AU указатель. На ПРС обрабатывается только заголовок регенерационной секции RSOH, а остальная часть заголовка проходит через эти станции транзитом.
При рассмотрении структурных схем станций РРЛ СЦИ в пособии используется терминология и обозначения принятые в аппаратуре фирмы NEC (Япония). Структурная схема оконечной радиорелейной станции ОРС1 (TS – Terminal Station) приведена на рисунке 3.3.
Узловая радиорелейная станция УРС4 (B-B TS – Back to Back Terminal Station) может быть представлена двумя ОРС и ее обобщенная структурная схема приведена на рисунке 3.4.
Структурная схема промежуточной радиорелейной станции ПРС2 (RRS – Regenerator Repeater Station) приведена на рисунке 3.5.
На всех структурных схемах радиорелейных станций приведен один рабочий ствол при использовании пространственно разнесенного приема.
На вход рабочего ствола РРЛ СЦИ по кабельной соединительной линии от MUX поступает линейный цифровой сигнал в коде CMI со скоростью 155,52 Мбит/с (STM-1).
Рисунок 3.4 – Структурная схема узловой станции
Поскольку на ОРС1 заканчивается мультиплексная секция кабельной соединительной линии, то здесь производится обработка заголовка этой секции (модуль SOH MS1) рисунок 3.6. В этом модуле осуществляется преобразование линейного кода CMI в код NRZ, который и используется в аппаратуре радиорелейных станций как наиболее узкополосный из двоичных кодов.
Рисунок 3.6 – Структурная схема обработки секционного заголовка на при-емной стороне
Затем в этом модуле осуществляется преобразование входного цифрового потока 155,52 Мбит/с в восемь параллельных потоков по 19,44 Мбит/с (S/P – serial/parallel), для того чтобы при дальнейшей обработке цифрового сигнала можно было использовать микросхемотехнику с невысоким быстродействием, но при этом количество комплектов оборудования при дальнейшей обработке увеличивается в восемь раз. Для обеспечения этих двух преобразований (C/N и S/P) необходима тактовая частота, которая выделяется из входного сигнала.
После этого начинается непосредственно обработка секцион-ного заголовка, которая заключается в выделении и соответствую-щей обработке байт секционного заголовка. Для определения место-положения байт заголовка в стуктуре синхронного транспортного модуля необходимо определить начало его цикла, т.е. осуществить синхронизацию начала цикла генераторного оборудования приема под начало цикла принимаемого сигнала. Для этого используется приемник циклового синхросигнала Пр.ЦС.
После того как определено начало цикла, производится кон-троль ошибочно принятых бит по коду BIP-8 (BIP-8 детектор), для чего рассчитываются битовые суммы по всем байтам текущего цикла и сравниваются с битовыми суммами записанными на передающем конце в байт В1 следующего цикла. При совпадении указанных сумм фиксируется отсутствие ошибочных блоков бит, в противном случае количество не совпадающих сумм (от одной до восьми) определяет количество ошибочных блоков бит.
Далее сигнал обрабатывается в дескремблере, где из приходящего сигнала удаляется псевдослучайная последовательность ПСП, введенная на передающей стороне в скремблере. ПСП на передающей стороне вводится для того, чтобы исключить появление в передаваемом цифровом сигнале длинных последовательностей “0” и “1”. Наличие таких последовательностей приводит к отсутствию в такие моменты времени информации о тактовой частоте, что ухудшает работу выделителя тактовой частоты. Поскольку введенная ПСП выполнила свою функцию (тактовая частота выделена из сигнала на входе модуля), ее можно удалить из сигнала.
После удаления ПСП из сигнала производится контроль ошибок по коду BIP-24 (BIP-24 детектор), для чего рассчитываются 24 битовые суммы по всем тройкам байт (кроме байт заголовка регенерационной секции RSOH) текущего цикла и сравниваются с битовыми суммами записанными на передающем конце в байты В2 следующего цикла. При совпадении указанных сумм фиксируется отсутствие ошибочных блоков бит, в противном случае количество не совпадающих сумм (от одной до двадцати четырех) определяет количество ошибочных блоков бит.
Здесь же производится выделение байт заголовка (SOH выделение), используемых для организации служебных каналов : Е1, Е2, F1 – каналы служебной связи на мультиплексных и регенерационных секциях; D1,…, D12 – каналы для системы телеуправления. С выхода модуля SOH выделенные сигналы поступают на интерфейс секционного заголовка (SOH INTF) (рисунок 3.3), откуда подаются на соответствующее оборудование или проходят транзитом.
С выхода дескремблера цифровой сигнал восьмью потоками поступает на модуль обработки AU– указателя (PTR), где устраняется расхождение фаз между значением AU– указателя и местоположением первого байта нагрузки, появившееся при прохождении сигнала через мультиплексную секцию и перезаписи цифровых потоков под тактовую частоту местного генератора (reference clock). При этом изменяется значение AU– указателя.
После обработки AU– указателя сигналы поступают на модуль SOH MS2, где начинается мультиплексная секция радиорелейной линии. В этом модуле осуществляются генерация кодов BIP-8 и BIP-24 и вставление (мультиплексирование) байт заголовка SOH.
После обработки в модуле SOH MS2 сигналы поступают на модуль резервирования стволов (рисунок 3.7), работой которого управляет блок управления резервированием (БУР).
Рисунок 3.7 – Структурная схема резервирования стволов
В ЦРРЛ используется поучастковая система резервирования стволов, например 3+1, 6+2 и т.д. По этой причине переключение рабочих стволов на резервный ствол осуществляется на оконечных и узловых станциях. На приемной стороне участка резервирования блок управления резервированием контролирует работоспособность и количественные характеристики качества работы рабочих и резервного (резервных) стволов. При ухудшении качества работы одного из рабочих стволов (из-за замираний сигналов на пролетах, увеличения уровня внутренних или внешних шумов и помех) и работоспособном резервном стволе, приемная часть БУР принимает решение о переключении данного рабочего ствола на резервный ствол. По служебному каналу приемная часть БУР передает команду на передающую сторону участка резервирования.
На передающей стороне участка резервирования передающая часть БУР посылает команду на соответствующий переключатель ППд (рисунок 3.7) и информационный сигнал с этого момента передается параллельно по рабочему и резервному стволам. На приемной стороне вначале производится выравнивание времени распространения сигналов по рабочему и резервному стволам, чтобы исключить эффект проскальзывания сигналов, и после этого производится безобрывное переключение выхода с помощью ключа ППр с рабочего ствола на резервный ствол. После восстановления работоспособности рабочего ствола восстанавливается исходная коммутация и освобождается резервный ствол.
После модуля резервирования стволов сигнал STM-1 восьмью потоками суммарной скоростью 155520 Кбит/с поступает на многоуровневый кодер, в котором: к входному цифровому потоку прибавляется дополнительный заголовок радио цикла (RFCOH – Radio Frame Complementary Overhead); производится скремблирование; осуществляется избыточное кодирование (FEC – Forward Error Correction) и размещение полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости сигнала модулятора (рисунок 3.8).
Рисунок 3.8 – Структурная схема многоуровневого кодера
В преобразователе скорости 1 осуществляется увеличение суммарной скорости восьми цифровых потоков на 4,24 Мбит/с за счет того, что тактовая частота считывания из буферной памяти превышает тактовую частоту записи информации в эту память. В результате такого преобразования в выходных потоках образуются тактовые интервалы свободные от информационных символов.
В мультиплексоре дополнительного заголовка радиоцикла (рисунок 3.9) в свободные тактовые интервалы вставляются информационные символы служебных сигналов, основные из которых: цифровой поток 2 Мбит/с (WS – Way Side), доступный на каждой станции; служебные каналы для связи передающей и приемной сторон блока управления резервированием и для сбора информации о состоянии оборудования станций системой теленаблюдений. В этом же модуле формируется цикл по дополнительному заголовку, причем структура восьмиразрядного циклового синхросигнала может изменяться с помощью переключателя, что обеспечивает идентификацию ствола необходимую при наличии эффекта прохождения сигналов через три интервала и на узловых радиорелейных станциях с большим числом ответвлений.
Рисунок 3.9 – Структура сигнала на выходе многоуровневого кодера
После мультиплексора сигналы поступают на скремблер, в котором к ним добавляется псевдослучайная последовательность, устраняющая в двоичном сигнале длинные последовательности нулей и единиц, что улучшает работу выделителей тактовой частоты и электромагнитную совместимость радиорелейных станций с другими радиосредствами, работающими в совпадающих диапазонах частот.
В преобразователе скорости 2 суммарная скорость цифрового потока увеличивается на 10 Мбит/с (рисунок 3.9) и полученные шесть цифровых потоков суммарной скоростью около 170 Мбит/с поступают на модуль предкоррекции ошибок и размещения. Свободные тактовые интервалы, полученные на выходе преобразователя скорости 2, присутствуют только в первом в соотношении 3/4 (три информационных символа из четырех) и втором в соотношении 11/12 цифровых потоках из шести.
В модуле предкоррекции ошибок свободные биты заполняются с использованием сверточного кодирования. При сверточном кодировании, очередная передаваемая кодовая комбинация зависит не только от очередного поступающего на вход кодера блока информационных символов, но и от символов поступивших ранее. Длина элементарного блока k информационных символов бывает обычно небольшой. Число n символов, поступающих на выход кодера в ответ на каждый входной блок из k символов, и определяет скорость кода R = k / n . В рассматриваемом случае используются коды с k = 3 , n = 4 (R=3/4) и k = 11 , n = 12 ( R = 11/12).
Операция размещения (mapping) полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости (constellation – созвездие) сигнала модулятора заключается в том, что соседние точки на созвездии определяются первым из шести потоков, который имеет наибольшую защиту (3/4). Это определяется тем, что из-за действия шумов и помех наиболее вероятным будет переход данной точки созвездия на соседние точки. Размещение также предполагает, что второй поток с соотношением 11/12 определяет на созвездии точки через одну. Остальные четыре потока из шести не имеют избыточных бит и определяют все остальные точки на созвездии.
В результате проведенных преобразований сигнала на выходе многоуровневого кодера формируются шесть потоков (рисунок 3.8), из них три потока для синфазной (Phase) составляющей Р1,Р2,Р3 и три потока для квадратурной (Quadrate) составляющей Q1,Q2,Q3, которые и определяют расположение точек на созвездии. Необходимо отметить, что количество цифровых потоков на выходе могоуровневого кодера определяется позиционностью квадратурной амплитудной модуляции М-КАМ, в рассматриваемом случае используется 64 КАМ.
С выхода многоуровневого кодера сигнал поступает на КАМ модулятор (рисунок 3.10).
В цифроаналоговом преобразователе каждый из трех двоичных потоков преобразуется в многоуровневый сигнал (в рассматриваемом случае в восьмиуровневый 23 = 8).
Рисунок 3.10 – Структурная схема КАМ модулятора
В фильтре нижних частот производится ограничение полосы модулирующего сигнала в пределах
где ПN = FT/2 – полоса Найквиста; a = {0,1} – коэффициент (roll off), определяющий степень сужения полосы (зависит от фирмы производителя оборудования).
В смесителях осуществляется амплитудная и фазовая модуляция по каждой из составляющих, после сложения которых получается сигнал 64 КАМ, расположение точек которой на фазово-амплитудной плоскости (созвездии) представлено на рисунке 3.11.
Далее в полосовом фильтре отфильтровываются побочные продукты, которые появляются в смесителях и, наконец, с помощью УПЧ устанавливается необходимый уровень на выходе модулятора.
С выхода модулятора сигнал промежуточной частоты промодулированный по амплитуде и фазе поступает на передающее устройство (Пд) [8], где осуществляется преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ и осуществляется усиление его мощности до 5…10 Вт в диапазонах 4,5,6 ГГц. Существенным отличием передатчика М-КАМ сигнала от передатчиков ЧМ и М-ОФМ сигналов является то, что в нем необходимо иметь высокую линейность амплитудной характеристики, что достигается смещением рабочей точки усилителя мощности на линейный участок (смещение достигает 7 дБ) и использованием линеаризатора амплитудной характеристики.
С выхода передатчика СВЧ сигнал поступает на фильтры объединения стволов (ФОС), где с помощью ферритовых вентилей и полосовых фильтров объединяются сигналы нескольких передатчиков [8]. Объединенный сигнал поступает на устройство разделения приема и передачи (УР) и по волноводу поступает в антенну и излучается в сторону соседней станции.
Рисунок 3.11 – 64 КАМ сигнал на фазово-амплитудной плоскости
Приемная часть оконечной станции начинается с двух антенн основной и разнесенной, что позволяет уменьшить влияние селективных замираний на качество работы РРЛ. С выходов антенн сигналы через УР и волноводы поступает на фильтры разделения стволов (ФРС) и через них на основной и разнесенный приемники.
В приемниках осуществляется: усиление сигналов в малошумящих усилителях; преобразование СВЧ сигналов в сигналы промежуточной частоты, после чего сигналы поступают на устройство комбинирования сигналов (УКС). При приеме цифровых сигналов для устранения эффекта проскальзывания нельзя использовать автовыбор сильного сигнала, как это делается в аналоговых РРЛ, поэтому в РРЛ СЦИ используется сложение разнесенных сигналов.
Для осуществления сложения сигналов осуществляется фазирование сигнала ПЧ разнесенного приемника под сигнал ПЧ основного приемника, для чего в цепи гетеродина разнесенного приемника устанавливается фазовращатель, управляемый с выхода фазового детектора УКС. После сложения сфазированных сигналов сигнал ПЧ с выхода УКС поступает на корректор группового времени запаздывания (ГВЗ), с помощью которого достигается высокая линейность фазочастотной характеристики. После корректора ГВЗ сигнал поступает в УПЧ, где осуществляется: основное усиление сигнала ослабленного на пролете; автоматическая регулировка усиления и фильтрация сигналов соседних стволов в полосовом фильтре.
С выхода УПЧ сигнал поступает на адаптивный частотный эквалайзер (АЧЭ), где производится компенсация селективных замираний сигнала в стволе. После АЧЭ сигнал поступает на когерентный демодулятор КАМ сигнала, на выходе фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов которого получаются восьмиуровневые сигналы. Эти сигналы посредством АЦП преобразуются в восемь цифровых потоков и подаются на адаптивный трансверсальный эквалайзер (АТЭ).
В АТЭ осуществляется компенсация межсимвольных помех, вызванных ограничением полосы сигнала в приемной и передающей частях оборудования и трактом распространения. Кроме того, здесь же производится компенсация межсимвольных помех от кроссполяризационной составляющей при использовании в системе поляризационного уплотнения, т.е. при передаче на одной частоте информации двух стволов на разных поляризациях (ХДем. КАМ и ХАТЭ). После компенсации всех известных видов межсимвольных помех осуществляется регенерация сигнала и преобразование его в шесть потоков (три по синфазной и три по квадратурной составляющим), которые подаются на многоуровневый декодер.
В многоуровневом декодере с использованием избыточных бит и декодера Витерби производится обнаружение и исправление ошибок, после чего тактовые интервалы, соответствующие избыточным битам удаляются преобразователем скорости.
Затем сигнал поступает на дескремблер, где удаляется псевдослучайная последовательность, введенная в сигнал на передающей стороне скремблером.
Далее осуществляется выделение служебных сигналов из дополнительного заголовка радио цикла (RFCOH), после чего тактовые интервалы, соответствующие битам занятым служебными сигналами удаляются преобразователем скорости.
После многоуровневого декодера сигналы восьмью потоками поступают на переключатели модуля резервирования стволов (рисунок 3.7). Затем сигналы поступают на модуль обработки секционного заголовка мультиплексной секции радиорелейной линии (SOH MS2), где обрабатывается AU- указатель, детектируются коды BIP-8, BIP-24 и выделяются 15 байт с помощью которых передаются служебные сигналы (рисунок 3.6).
Потом сигнал поступает на модуль обработки секционного заголовка мультиплексной секции кабельной соединительной линии (SOH MS1), в котором осуществляется генерирование кодов BIP-8, BIP-24, скремблирование, преобразование восьми потоков в один и преобразование кода NRZ в код CMI.
назад | содержание | вперёд